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GaN-Ansteuerungs-Konfiguration

Kaskode oder direkt?

10. Oktober 2017, 14:00 Uhr | Von Paul L. Brohlin, Yogesh K. Ramadass und Cetin Kaya

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Fortsetzung des Artikels von Teil 1

Sperrverzögerungsentladung

Bei der Kaskoden-Konfiguration kommen zusätzlich die Verluste infolge der Sperrverzögerungsladung (Q_rr) ins Spiel. Der Grund hierfür ist, dass im leitenden Zustand im dritten Quadranten der MOSFET abgeschaltet ist und der Strom durch seine Body-Diode fließt. Der in umgekehrter Richtung fließende Laststrom führt zum Speichern von Ladung im MOSFET. Der Strom zur Überwindung der Sperrverzögerungsladung kommt von einer hohen Versorgungsspannung, was beträchtliche Verluste entstehen lässt. Anders sind die Verhältnisse bei direkter Ansteuerung, denn hier ist der MOSFET stets eingeschaltet und seine parasitären Dioden schalten wegen seines
geringen Durchlasswiderstands R_DS(on) nicht ein. Infolgedessen entstehen in dieser Konfiguration auch keine Verluste im Zusammenhang mit der Sperrverzögerungsladung.

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In der Kaskoden-Konfiguration kann die Spannungsverteilung zwischen GaN-Baustein und MOSFET im abgeschalteten Zustand einen Lawinendurchbruch im MOSFET hervorrufen, was an der hohen Drain-Source-Kapazität (C_ds) des GaN-Bausteins liegt [2, 3]. Abhilfe kann ein zusätzlicher Kondensator parallel zur Drain-Source-Strecke des MOSFET schaffen [4]. Das funktioniert allerdings nur in weich schaltenden Anwendungen und führt in hart schaltenden Anwendungen zu großen Verlusten.

Da das Gate des GaN-Bausteins mit der Source des MOSFET verbunden ist, kann die Anstiegsgeschwindigkeit im Schaltbetrieb bei der Kaskoden-Konfiguration nicht kontrolliert werden. Im hart schaltenden Betrieb kann die höhere effektive C_oss durch die C_gs des GaN-Bausteins, die C_oss und die Sperrverzögerungskapazität C_rr des MOSFETs dazu führen, dass während des anfänglichen Ladens höhere Drainströme fließen. Auch geringere Ströme zur Abwendung eines Lawinendurchbruchs im MOSFET tragen dazu bei. Die höheren Drainströme können wiederum zu höheren Verlusten bei der Kaskoden-Ansteuerung führen.

Ist die Drain des MOSFETs weit genug aufgeladen, um den GaN-Baustein abzuschalten, kommt es bei der Kaskoden-Konfiguration möglicherweise zu einem übermäßigen Schwingen des Schaltknotens. Die Ursache dafür ist die plötzliche Abnahme der C_oss aus der Sicht des Drain-Anschlusses, zusammen mit den höheren Drainströmen, die durch die Induktivität der Leistungsschleife fließen. Bild 2 zeigt den Verlauf eines harten Schaltvorgangs für die Kaskoden-Ansteuerung und die direkte Ansteuerung. In dieser Simulation entstehen bei der direkten Ansteuerung bei jedem Schalt-Ereignis geringere Verluste, obwohl die Anstiegsgeschwindigkeit geringer ist, und das Schwingen weniger ausgeprägt ist. Bei direkter Ansteuerung betragen die Verluste 4,2 W bei 50 V/ns für die direkte Ansteuerung bzw. 4,6 W bei 150 V/ns bei Kaskoden-Ansteuerung, jeweils bei 5 A Laststrom.

Andererseits wird bei der direkten Ansteuerung das Gate des GaN-Bausteins während des Schaltbetriebs unmittelbar angesteuert. Ohne Bias-Versorgung wird das MOSFET-Gate auf Massepotenzial gezogen, sodass der GaN-Baustein auf die gleiche Weise abgeschaltet wird wie in der Kaskoden-Konfiguration. Bei anliegender Bias-Versorgung dagegen bleibt der MOSFET eingeschaltet, und seine parasitäre Kapazität und seine Body-Diode spielen in der Schaltung keine Rolle mehr.

Vorteilhaft an der direkten Ansteuerung des GaN-Gates ist, dass sich die Anstiegsgeschwindigkeit über den Strom, mit dem das GaN-Gate geladen wird, kontrollieren lässt.

Bild 3 zeigt ein einfaches Modell der Treiberschaltung für einen Aufwärtswandler. Aus diesem Modell lässt sich die folgende Gleichung herleiten:

$fraction numerator d U over denominator d t end fraction minus fraction numerator U subscript D D end subscript minus U subscript t over denominator begin display style C subscript o s s end subscript over g subscript m plus R subscript g times C subscript g d end subscript end style end fraction$

Die Gleichung zeigt, dass sich die Anstiegsgeschwindigkeit des Schaltvorgangs über das sogenannte Miller-Feedback mithilfe des Gate-Stroms kontrollieren lässt, wenn der GaN-Baustein eine ausreichend hohe Drain-Gate-Kapazität (C_gd) aufweist. Bei Bausteinen mit niedrigem C_gd-Wert geht die Rückkopplung dagegen verloren, und die Transkonduktanz (g_m) des Bausteins bestimmt die Anstiegsgeschwindigkeit.

Ein weiterer Pluspunkt der direkten Ansteuerung ist, dass die Impedanz der Gate-Schleife erhöht werden kann, um ihre parasitären Resonanzen zu dämpfen. Das Bedämpfen der Gate-Schleife verringert außerdem auch das Schwingen in der Leistungsschleife, was wiederum die Spannungsbelastung des GaN-Bausteins reduziert und die EMI-Probleme bei harten Schaltvorgängen entschärft.

Bei Bild 2 handelt es sich um eine Simulation, die das unterschiedliche Schwingen am Schaltknoten eines Abwärtswandlers mit parasitären Induktivitäten in der Leistungs- und Gate-Schleife verdeutlicht. Die Konfiguration mit direkter Ansteuerung weist ein kontrolliertes Einschalten mit sehr geringem Überschwingen auf. Bei der Kaskoden-Ansteuerung dagegen kommt es wegen der höheren anfänglichen C_oss, der C_rr und der geringeren Impedanz der Gate-Schleife zu einem deutlich stärkeren Schwingen und zu höheren Verlusten im hart schaltenden Betrieb.