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Rauscharme Referenzspannung

24. Februar 2021, 11:00 Uhr | Anshul Shah, Analog Devices

Fortsetzung des Artikels von Teil 1

Rauschunterdrückung mit aktivem Tiefpass

Tabelle 1 nennt den erforderlichen Dynamikbereich und das maximal zulässige Systemrauschen, die eingehalten werden müssen, um eine gewünschte ENOB des ADCs zu erreichen.

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ENOB / BitSNR / dBRauschen / µV (RMS)
20122,167,798301
21128,183,89942
22134,201,949845
23140,220,97499
24146,240,487528
25152,260,243781
26158,280,121899
27164,300,060954
28170,320,030479
29176,340,015241
30182,360,007621
31188,380,003811
32194,400,001905

 

 

 

Tabelle 1: Erforderlicher Dynamikbereich und maximal zulässiges Systemrauschen, um eine bestimmte ENOB zu erreichen (VREF = 5 V, ADC-Eingang auf vollen Skalenbereich eingestellt).

Abhängig von dessen Bandbreite erreicht ein einpoliger Tiefpassfilter mit einer Dämpfung von 20 dB pro Dekade möglicherweise nicht die gewünschte breitbandige Rauschunterdrückung. Kaskadierte passive Tiefpassfilter erzeugen eine Kettenstruktur, die einen Filter höherer Ordnung erzeugen kann, wobei jedoch die Eingangsimpedanz jedes Abschnitts den vorangehenden Filter belastet. Dies kann die DC-Genauigkeit der Präzisions-Spannungsreferenz verschlechtern.

Ein Tiefpass höherer Ordnung, der auf aktiven Komponenten basiert, isoliert jedoch den Eingang vom Ausgang, minimiert die Beeinträchtigung der DC-Genauigkeit der Spannungsreferenz und bietet eine niedrige Ausgangsimpedanz, um die Referenzschaltung des ADCs anzusteuern.

Analog Devices, Data Converter, Reference Voltage
Bild 8: Amplitudengänge verschiedener aktiver Tiefpässe.
© Analog Devices

Es gibt mehrere verschiedene Arten von aktiven Tiefpassfiltern, z. B. Bessel-, Butterworth-, Tschebyscheff- und elliptische Filter (Bild 8). Ein flacher Bandpass ohne Welligkeit beeinträchtigt die DC-Genauigkeit der Präzisions-Spannungsreferenz nur minimal. Von allen Filtertypen kann ein Tiefpass auf der Grundlage der Butterworth-Topologie einen flachen Bandpass und eine hohe Dämpfung erreichen.

Ein Signalflussgraph (SFG) stellt ein System grafisch dar, das aus einem Satz linearer Gleichungen abgeleitet ist. Ein SFG fungiert als Brücke von einer Übertragungsfunktion zu einer entsprechenden Schaltungstopologie eines Systems [2]. Diese Theorie lässt sich auf den Entwurf analoger Filter, die auf aktiven Schaltungen basieren, anwenden.

Der Hauptvorteil eines Filterentwurfs mit einem Signalflussgraph besteht darin, dass sich Dämpfungsfaktor, Güte und Grenzfrequenz individuell steuern lassen. Ein solcher Tiefpass kann dazu beitragen, Rauschen zu dämpfen und das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern. Allerdings steigen dadurch die Bauteilkosten, die Leiterplattenfläche und die Leistungsaufnahme. Außerdem kann ein solcher Tiefpass die Ausgangsspannung der Referenz durch die Temperatur beeinflussen. Dies führt zu einem kleinen Fehler im ppm-Bereich und verringert somit die Genauigkeit der Gleichspannung.

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Bild 9: Implementierung eines aktiven RC-Tiefpasses basierend auf der Signalflussgraph-Methode.
© Analog Devices

Bild 9 zeigt ein Beispiel für einen Tiefpassfilter zweiter Ordnung, der mithilfe der SFG-Methode von der Übertragungsfunktion zu Schaltungsblöcken übergeht. Der Skalierungswiderstand R und der Kondensator C werden für die Eckfrequenz konfiguriert:

R = Rs∙ Rn

C = Cn/ (Ws∙ R)

wobei sowohl Rs als auch Cn Skalierungsfaktoren sind, Ws die Eckfrequenz in Radiant pro Sekunde. Weitere Einzelheiten über die Theorie der Signalflussgraphen finden sich in [2].

Es folgt ein Berechnungsbeispiel für den Entwurf eines Butterworth-Tiefpasses zweiter Ordnung mit einer Eckfrequenz von 0,5 Hz Grenzfrequenz mit der SFG-Methode: Der Widerstand R sei 10 kΩ, der Kondensator C sei 39 pF und die Diode sei vom Typ 1N4001. Zur Vereinfachung dieses Beispiels seien Rs = 1 Ω und Cn = 1 F. Die Eckfrequenz fs sei 0,5 Hz, um eine maximale Unterdrückung des Breitbandrauschens zu erreichen, weswegen Ws = 2π ∙ 0,5 Hz = 3,141 rad sei. Der Dämpfungsfaktor Q soll auf 0,71 eingestellt sein. Mit diesem Wert lassen sich ein flacher Bandpass und eine hohe Dämpfung erzielen, um die Butterworth-Topologie widerzuspiegeln. Die Werte für R, C und Rq wurden in einem iterativen Prozess gewählt, um ein geringes thermisches Rauschen zu erreichen und die Verfügbarkeit von Bauelementen für die Oberflächenmontage zu gewährleisten:

R = 7,32 kΩ
C = Cn/ (Ws∙ R) = 44 µF
Rq = R ∙ Q = 5,2 kΩ

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Bild 10: Blockschaltbild des LTC6655LN
© Analog Devices

Vorstellung des LTC6655LN

Angesichts der Kompromisse zwischen dem passiven RC-Tiefpass und dem aktiven Tiefpass empfiehlt es sich, ein solches Filter vor dem integrierten rauscharmen Puffer der Spannungsreferenz zu platzieren (Bild 10). Dadurch reduziert sich nicht nur die Grundfläche auf der Leiterplatte, auch die Reaktion des Spannungsreferenzpuffers wird nicht behindert. Mithilfe eines Spannungsreferenzpuffers mit schnellem Einschwingverhalten, hoher Eingangsimpedanz und der Fähigkeit, Strom aufzunehmen und abzugeben, lässt sich eine schlechte Lastausregelung kompensieren, die Gleichstromgenauigkeit aufrechterhalten und das Transientenverhalten verbessern.

Der LTC6655LN nutzt die Vorteile dieser Architektur. Er besitzt einen Pin zur Rauschunterdrückung, um das Breitbandrauschen zu reduzieren, sowie einen integrierten Ausgangspuffer. Auch enthält er einen internen Widerstand R3 und kann mithilfe eines externen Kondensators am Rauschunterdrückungsanschluss NR zu einem Tiefpassfilter kombiniert werden. Bei der Architektur des LTC6655LN kann der Benutzer die Eckfrequenz des Tiefpassfilters entsprechend seinen Systemanforderungen konfigurieren (Tabelle 2).

CNR / µFfC0 / Hz @ 2,500 VfC / Hz @ 4,096 VfC / Hz @ 5,000 V
0,1530542333969
1,0531423397
105342,339,7
1005,34,24,0

 

Tabelle 2: Eckfrequenz fC für verschiedene Werte des an den NR-Pin angeschlossenen Kondensators CNR (Bild 10).

Der passive RC-Tiefpass im LTC6655LN wird an den nicht invertierenden Pin des Puffers angeschlossen, den empfindlichsten Anschluss dieses Bauelements. Bei der Auswahl eines externen Kondensators ist Vorsicht geboten, denn ein Kriechstrom durch den Widerstand R3 muss verhindert werden, um die Gleichstromgenauigkeit nicht zu beeinträchtigen. Außerdem verlaufen die Schwankungen von R und C nicht synchron zueinander, sodass sich die RC-Zeitkonstante und die Eckfrequenz aufgrund von Prozess-, Spannungs- und Temperaturschwankungen ändern können.

Spannungsoption2,500 V4,096 V5,000 V
R3 ± 15 %300 Ω376 Ω401 Ω

 

Tabelle 3: Wert des Widerstandes R3 (Bild 10) für die drei Spannungsoptione.

Eine Spannungsreferenz wie der LTC6655LN mit integriertem Tiefpass vereinfacht das Design von Rauschfiltern und eliminiert den externen Puffer, um die Spannungsreferenzschaltung des ADCs zu speisen.


  1. Rauscharme Referenzspannung
  2. Rauschunterdrückung mit aktivem Tiefpass
  3. Aufbau der Testschaltung

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