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Analog-Digital-Wandler

Rauscharme Referenzspannung

24. Februar 2021, 11:00 Uhr   |  Anshul Shah, Analog Devices

Rauscharme Referenzspannung
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Die Nachfrage nach extrem genauen Messungen mit einer Auflösung von mehr als 24 Bit steigt in verschiedenen Branchen. Dafür ist nicht nur ein entsprechend genauer Analog-Digital-Wandler nötig, sondern auch die Referenzspannung muss extrem rauscharm sein. Was ist dabei zu beachten?

Der Bedarf an extrem präzisen Messungen steigt stetig. Um nur ein Beispiel zu nennen, verwendet die pharmazeutische Industrie Laborwaagen, die eine Auflösung von 0,0001 mg über den gesamten Messbereich von 2,1 g bieten, weshalb dafür ein Analog-Digital-Wandler (ADC) mit einer Auflösung von über 24 Bit erforderlich ist. Diese hochpräzisen Systeme zu kalibrieren und zu prüfen, stellt die Messtechnik-Industrie vor die Herausforderung, Prüfmittel anzubieten, die eine Auflösung von mehr als 25 Bit bei mindestens 7,5-stelliger Messgenauigkeit erreichen.

Analog Devices, Data Converter, Reference Voltage
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Bild 1: Rauschen in Abhängigkeit zur effektiven Anzahl der Bits (Effective Number Of Bits; ENOB) und dem Signal-Rausch-Verhältnis (Signal to Noise Ratio; SNR).

Um eine derart hohe Auflösung zu erreichen, muss das Rauschen in der gesamten Signalkette außergewöhnlich niedrig sein. Bild 1 zeigt, wie sich das Rauschen in Abhängigkeit von der effektiven Anzahl der Bits (Effective Number Of Bits; ENOB) und dem Signal-Rausch-Verhältnis (Signal to Noise Ratio; SNR) darstellt. Dabei errechnet sich das Rauschen auf Basis einer Referenzspannung VREF von 5 V und eines ADC-Eingangs, der auf den vollen Skalenbereich eingestellt ist. Um eine Auflösung von 25 Bit oder einen Dynamikbereich von 152 dB zu erreichen, darf der Effektivwert für das Systemrauschen daher höchstens 0,2437 µV betragen.

Die Spannungsreferenz legt die Schwelle für das analoge Eingangssignal fest, die der ADC auflösen kann. Nachfolgende Gleichung stellt die ideale Übertragungsfunktion eines solchen Bausteins dar. Der Ausgangscode – in dezimaler Form – errechnet sich aus dem analogen Eingangssignal VIN, der Spannungsreferenz VREF und der Anzahl der ADC-Bits N:

ADC-Code = VIN∙ 2N / VREF

Die im Datenblatt des ADCs angegebene Auflösung wird normalerweise mit einer Technik mit kurzgeschlossenem Eingang bestimmt, bei der der Eingang des Bausteins mit Masse verbunden ist oder die differenziellen Eingänge an eine gemeinsame Quelle angeschlossen sind. Diese Technik hilft dabei, die absolute Grenze der Auflösung zu ermitteln, indem das Rauschen sowohl des ADC-Eingangs und als auch der Spannungsreferenz ausgeblendet werden. Dies ist der Fall, da VIN auf 0 V eingestellt ist, wodurch das Verhältnis von VIN zu VREF gleich Null ist.

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Bild 2: Systemrauschen (Effektivwert) in Abhängigkeit zur Eingangsspannung des ADCs. VREF ist auf den LTC6655-5 gelegt.

Um die Auswirkungen des Rauschens der Spannungsreferenz auf das Gesamt-rauschen des Systems zu untersuchen, zeigt Bild 2 die Beziehung zwischen dem gesamten Systemrauschen (Effektivwert) und der Gleichspannung am ADC-Eingang. Für diesen Test verwendeten wir den 32-Bit-ADC AD7177-2, wobei dessen VREF-Eingang an den LTC6655-5 (5 V) und dessen ADC-Eingang an eine rauscharme Gleichspannungsquelle angeschlossen war. Die ausgangsseitige Datenrate des ADCs war auf 10 kSPS (Kilo-Sample per Second) eingestellt.

Es ist zu beachten, dass das Rauschen am ADC über dessen gesamten Eingangsspannungsbereich konstant bleibt (35 nV/√Hz), während das Rauschen der DC-Eingänge des ADC ansteigt (≤6 nV/√Hz). Allerdings bleibt dieser Wert im Vergleich zum Rauschen der Spannungsreferenz (96 nV/√Hz) gering.

Wie in Bild 2 dargestellt, ist das Gesamtrauschen proportional zur Gleichspannung am Eingang des ADCs. Der Grund dafür ist, dass mit steigendem VIN das Verhältnis VIN/VREF zunimmt und somit das VREF-Rauschen das Gesamtrauschen des Systems dominiert, wenn der ADC-Eingang auf Vollaussteuerung eingestellt ist. Das Rauschen jeder einzelnen Komponente in der Signalkette addiert sich über die Quadratwurzelsumme (RSS) und ergibt die Kurvenform in Bild 2.

Um eine hohe Messauflösung von 25 Bit oder mehr zu erreichen, benötigen selbst die besten auf dem Markt erhältlichen separaten Spannungsreferenzen mit einer rauscharmen Spezifikation etwas Hilfe, um das Rauschen zu dämpfen. Eine externe Schaltung wie beispielsweise ein Filter kann das Rauschen so weit dämpfen, dass der gewünschte Dynamikbereich des ADCs erreicht wird.

Der verbleibende Teil dieses Artikels erläutert verschiedene Arten von Tiefpassfiltern und wie sich diese einsetzen lassen, um das Rauschen der Spannungsreferenz zu senken. Hierbei kommen Filterentwurfstechniken und Kompromisse zwischen den Filtern zur Sprache. Zwei Arten von Tiefpassfiltern, die in diesem Zusammenhang besprochen werden, sind einfache passive RC-Tiefpassfilter und aktive Tiefpassfilter mit Signalflussgraphen. Mit Ergebnissen der Systemevaluierung mit einem Sigma-Delta-ADC schließt dieser Beitrag ab.

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Bild 3: Tiefpassfilter zwischen Spannungsreferenz und ADC.

Rauschreduzierung mit passivem Tiefpass

Bild 3 zeigt eine Spannungsreferenz, die einen ADC über einen Tiefpassfilter versorgt. Dieser besteht aus einem externen Speicherkondensator C1, dessen äquivalenten Serienwiderstand (ESR) und der Ausgangsimpedanz eines Pufferverstärkers R0 für die Spannungsreferenz. Die Eckfrequenz des passiven RC-Tiefpasses bestimmt sich durch

fC = 1/(2π∙RC)

Demnach ist die Bandbreite umgekehrt proportional zum Widerstand R und zur Kapazität C.

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Bild 4: Dynamische Referenzströme (simuliert) des AD7177-2 und AD7980.

Der Kondensator C1 wirkt auch als lokaler Energiespeicher, um Spannungsspitzen zu glätten. Diese können entstehen, wenn die Spannungsreferenzschaltung des ADCs plötzlich den Laststrom ändert. Bild 4 zeigt das dynamische Verhalten des Referenzstroms des Sigma-Delta-ADCs AD7177-2 und des SAR-ADCs (Successive Approximation Register) AD7980.

Der Anwender kann den Wert des Kondensators C1 so wählen, dass er die Anforderung an die Grenzfrequenz des Tiefpasses erfüllt. Allerdings benötigen manche SAR-ADCs einen Kondensator von mindestens 10 µF am Referenzeingang, um korrekt zu funktionieren. Dieser Mindestwert reduziert die Phasenreserve des Referenzpuffers, und mit abnehmender Phasenreserve ist die Rückkopplung des Puffers nicht mehr negativ [1]. Die Signale in der Nähe der Eckfrequenz (3-dB-Punkt) mit Einheitsverstärkung werden gleichphasig mit den eingehenden Signalen rückgekoppelt. Dies führt dazu, dass die Regelung in der Nähe der Eckfrequenz eine Störspitze erzeugt [1].

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Bild 5: Referenzspannungsrauschen des LTC6655 mit Spitzenwert der Rauschdichte.

Da die Bandbreite von der Eckfrequenz bis zu 16 MHz reicht, dominiert dies Störspitze das gesamte integrierte Rauschen (Effektivwert). Obwohl der Kondensator C1 der Spannungsreferenz als Rauschfilter fungiert und Spannungsspitzen ausgleicht, stellt diese Rauschspitze den größten Störfaktor dar. Bild 5 zeigt die Störspitze der Spannungsreferenz LTC6655, die durch C1 eingebracht wird. Die Höhe der Störspitze bestimmt sich aus dem Wert des Kondensators und seinem ESR.

Meist sind die Spannungsreferenzen mit einer komplexen Ausgangsstufe ausgestattet, um eine große kapazitive Last treiben zu können, wie sie für ADC-Referenzschaltungen oft nötig ist. So ist die Ausgangsstufe des LTC6655 beispielsweise so ausgelegt, dass sie bei einem auf 10 µF festgelegten Speicherkapazität kritisch bedämpft wird. Wenn die Speicherkapazität des Bausteins auf den Mindestwert von 2,7 µF oder den Höchstwert von 100 µF eingestellt wird, kommt es zu Störspitzen.

Zwar dämpft der äquivalente Serienwiderstand ESR von C1 die primäre Störspitze, führt aber eine sekundäre Störspitze bei 100 kHz und darüber ein. Dies lässt sich dadurch erklären, dass der ESR des Kondensators eine Nullstelle einfügt, wodurch sich die Phasenreserve vergrößert und die primäre Störspitze reduziert wird. Allerdings verbindet sich diese Nullstelle mit der inhärenten Nullstelle des LTC6655 und erzeugt eine sekundäre Störspitze. (Wichtig: Das Rauschverhalten in Bild 5 ist einzig und allein für den LTC6655 gültig.)

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Bild 6: Passiver RC-Tiefpass, gefolgt von einem Pufferverstärker.

Eine der anderen Lösungen, um das Rauschen der Spannungsreferenz zu filtern, die Störspitze zu beseitigen und den ADC korrekt anzusteuern, besteht darin, zwischen den passiven RC-Tiefpass noch einen zusätzlichen Pufferverstärker zu schalten (Bild 6). Dadurch lassen sich die Designbeschränkungen des Tiefpasses und des Eingangskondensators der ADC-Referenzspannung voneinander entkoppeln.

Stellt man die Eckfrequenz der passiven RC-Tiefpasses deutlich unterhalb der Crossover-Frequenz mit Einheitsverstärkung ein, reduzieren sich nicht nur das breitbandige und das niederfrequente Rauschen, sondern es werden auch Störspitzen vermieden. Bild 7 zeigt beispielhaft das Rauschverhalten des LTC6655 mit C1 = 100 µF (ESR = 0 Ω), gefolgt von einem passiven Tiefpass mit R = 10 kΩ und C2 = 10 µF (ESR = 0 Ω), wodurch eine Polstelle bei 1,59 Hz entsteht.

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Bild 7: Spektrale Rauschverteilung bei einem LTC6655-5 mit nachfolgendem passivem RC-Tiefpass.

Durch Erhöhen des Widerstands R des Tiefpassfilters lässt sich zwar die Eckfrequenz senken, aber auch die Genauigkeit der Präzisions-Spannungsreferenz kann sich verschlechtern. Fügt der Anwender einen passiven RC-Tiefpass hinzu, muss er auch die Folgen für die Lastausregelung und das VREF-Pufferverhalten (τ = R∙C) bedenken, denn dies wirkt sich auf das Einschwingverhalten des ADCs bei der Ansteuerung aus.

Um die erforderliche transiente Leistungsfähigkeit zu erreichen, empfiehlt es sich, einen Puffer zu verwenden (Bild 6). Zu den wichtigsten Anforderungen, die bei dessen Auswahl zu berücksichtigen sind, gehören ein extrem niedriges Rauschen, die Fähigkeit, hohe kapazitive Lasten zu unterstützen, niedrige Verzerrungen, eine ausgezeichnete Anstiegsgeschwindigkeit (Slew Rate) und eine große Verstärkungsbandbreite. Empfehlungen für Referenzpuffer sind die ADA4805-1 und ADA4807-1.

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1. Rauscharme Referenzspannung
2. Rauschunterdrückung mit aktivem Tiefpass
3. Aufbau der Testschaltung

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