Alternative zu Shunts
Strom über PCB-Leiterbahnen messen
Ist eine Strommessung notwendig, verwenden Entwickler meist spezielle Widerstände, die für diese Aufgabe ausgelegt sind. Gelegentlich besteht jedoch das Interesse, den Strom in einer Leiterbahn auf der Leiterplatte zu messen. Welche Punkte dabei beachtet werden sollen, wird im Folgenden diskutiert.
Um den Strom in einer Last genau zu erfassen, werden Strommesswiderstände (Shunts) benötigt. Diese Shunts werden in Reihe mit der Last geschaltet und erzeugen eine Spannung, die proportional zu dem durch den Shunt fließenden Strom ist. Bei Hochstromanwendungen können diese Widerstände groß werden und eine beträchtliche Leistung in Form von Wärme vergeuden. Dies legt nahe, dass die Verwendung einer vorhandenen Kupferleiterbahn auf einer Leiterplatte (PCB: Printed Circuit-Board) eine mögliche Alternative darstellen könnte.
Kupferleiterbahnen als Shunt weisen allerdings ihre eigenen Schwierigkeiten auf – an erster Stelle steht der sehr kleine Widerstand von Kupfer. Das bedeutet, dass die Signalspannung entweder so klein ausfällt, dass eine hohe Verstärkung erforderlich ist, oder dass die Länge des Widerstands aufgrund der erforderlichen Leiterplattenfläche zusätzliche Kosten verursacht. Dieser Flächenbedarf wird auch durch die erforderlichen Widerstandstoleranzen beeinflusst. Während ein schmales Widerstandsmuster die Länge und damit auch die Fläche verringern würde, schreiben die Ätztoleranzen auf der Leiterplatte typischerweise eine Mindestbreite von 0,015 bis 0,025 Zoll (381 bis 635 µm) vor.
Eine weitere Schwierigkeit ist der Temperaturkoeffizient von Kupfer mit einem Wert von +0,39 %/°C. Das wiederum bedeutet, dass der Spannungsabfall für einen bestimmten Strom bei einem Temperaturanstieg von 50 °C um 20 Prozent steigt. Zu beachten ist außerdem, dass sich die Maßtoleranzen direkt auf den Wert des Widerstands auswirken. Die Kantenkontrolle des PCB-Ätzprozesses bestimmt die minimal akzeptable Breite.
Genaue Strommessung auf der Kupferleiterbahn
Eine Methode zur Lösung des Problems mit dem Temperaturkoeffizienten lehnt sich an die Techniken der Entwickler von Schaltkreisen auf dem Chip an und nutzt geometrische Verhältnisse, um die Schaltkreisverstärkung festzulegen, anstatt absolute Werte zu verwenden. Auch diese Methode ist nicht unproblematisch, da die Spannungsabfälle sehr gering sind (oft unter 10 mV). Moderne Zero-Drift-Operationsverstärker (Auto-Zero oder Chopper) können das Problem des geringen Spannungsabfalls lösen. Es gibt noch einige Einschränkungen bei der anfänglichen Genauigkeit, aber nach der Kalibrierung kann diese Methode sehr genau sein.
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Die Idee besteht darin, zwei Widerstände mit einer geometrischen Beziehung zueinander zu realisieren, die die Verstärkung definiert. Betrachtet sei zum Beispiel ein Hochstrompfad (RShunt) mit den folgenden normierten Abmessungen: Länge L = 1, Breite W = 10. Für das Element zur Einstellung der Verstärkung (RG) wird ein anderes Muster mit L = 10 und W = 1 erstellt. Dies ergibt ein Größen- und damit Widerstandsverhältnis von 100:1. Da der Verstärkungswiderstand den Hochstrompfad RShunt temperaturkompensieren soll, sollte er symmetrisch und in der Nähe des RShunt-Elements angeordnet werden. Bild 2 zeigt ein Konzept für die Verhältnisanpassung eines Kupfer-PC-Leiterbahn-Verstärkungswiderstands an einen Kupfer-PC-Leiterbahn-Shunt, um anfängliche Fehler sowie Fehler über der Temperatur zu minimieren. Das Layout der Widerstände nutzt die Verhältnisse und ineinandergreifende Leiterbahnen aus.
Eine grundlegende Schaltung, die bei den ersten Tests des Konzepts verwendet wurde, ist im vereinfachten Schaltplan in Bild 1 dargestellt. Der Operationsverstärker treibt einen MOSFET an, der den erforderlichen Rückkopplungsstrom über den Verstärkungswiderstand bereitstellt, sowie eine zum gemessenen Strom proportionale Ausgangsspannung. Es handelt sich um eine Grundschaltung für die Low-Side-Erfassung, bei der ein Anschluss des Stromshunts geerdet ist und der Verstärkerausgang auf Masse bezogen ist. Die Schaltung benötigt einen Operationsverstärker mit einem sehr geringen Eingangs-Offset, wie er von Zero-Drift-Verstärkern bereitgestellt wird. Einen solchen Zero-Drift-Verstärker findet man in der Serie MCP6V76 von Microchip mit einem maximalen Eingangs-Offset von 25 µV.
Im vereinfachten Schaltplan ist der Strom durch R3 und RG immer eine Funktion des Eingangsstroms und des Verhältnisses der Widerstände RShunt und RG. Deren tatsächliche Werte müssen lediglich einen Gesamtwert haben, sodass der Stromfluss innerhalb der erforderlichen Grenze des Stroms im MOSFET T1 liegt. Das Verhältnis von RShunt und RG wird wie folgt ermittelt:
IT1 = IIN ∙ (RShunt/RG)
Dieser Strom stellt ein Verhältnis ein, bei dem der Ausgangsstrom ein Bruchteil des Eingangsstroms ist, der proportional zum geometrischen Verhältnis ist. Die Spannung an R3 wird als Ausgang verwendet und kann variiert werden, um die Verstärkung auf jeden gewünschten Wert einzustellen. Ein Beispiel für ein Leiterplattenlayout, das RShunt und RG darstellt, ist in der Low-Side-Strommessschaltung in Bild 3 zu sehen.
Leistungsmessung
Die Schaltung in Bild 1 wurde für die Low-Side-Messung implementiert, um die Kompensation der Kupferleiterbahn zu demonstrieren. Es wurden keinerlei Anstrengungen unternommen, um absolute Genauigkeit zu erreichen, und die Werte wurden für die Messungen in der Tabelle normalisiert.
Auf einem Steckbrett mit dem Operationsverstärker MCP6V76 von Microchip wurden die Tabellenwerte in einem Test auf Temperaturdrift von 25 bis 125 °C aufgezeichnet. Die Fehler waren bis über 100 °C niedrig, und ein Großteil des Fehlers bei 125 °C kann auf die Drift anderer Komponenten wie der des herkömmlichen Verstärkungswiderstands und des Verstärkers zurückgeführt werden.
High-Side-Strommessung
Eine High-Side-Strommessung kann auf der Grundlage der bekannten »Current-Drive-/Current-Sensing«-Schaltung (Bild 4) erfolgen.
Die Current-Drive-Schaltung lässt sich einfach an die Leiterbahnkompensationsmethode anpassen, wobei RCuShunt und RCuGain1 die Leiterbahnen auf der Leiterplatte sind. RG ist ein herkömmlicher Widerstand, der auf den gewünschten Gesamtverstärkungspegel eingestellt wird. Z1 ist ein Rail-to-Rail-Zener-Spannungsregler für den Operationsverstärker. D1 sorgt für den Eingangsschutz, falls die Last kurzgeschlossen wird.
UOut = (IIn ∙ RCuShunt) / RCuGain) ∙ RGain
Strommessung mit herkömmlichem Shunt
Soll eine Strommessung auf Leiterbahnen implementiert werden, stellt sich schnell heraus, warum Widerstände erfunden wurden. Der Platzbedarf auf der Leiterplatte, der für eine präzise Leiterbahnmessung erforderlich ist, ist wesentlich größer als der eines Shunts. Außerdem sollte nicht vergessen werden, dass die besten Verstärker-Offsets in der Größenordnung von 5 bis 10µV liegen und: Eine gute Genauigkeit beginnt erst bei Spannungsabfällen im Bereichsendwert, die eine Größenordnung darüber liegen.
Werden alle Überlegungen mit einbezogen, stellt sich heraus, dass sich die physisch kleinste Lösung mit einem dedizierten Shunt-Widerstand ergibt. Bild5 verdeutlicht den einfachen Einsatz solcher Shunts und Strommessverstärker. Der Shunt liefert einen Präzisionswiderstand mit einem niedrigen Temperaturkoeffizienten. Moderne Strommessverstärker mit Nulldrift und geringem Offset ermöglichen geringere Shunt-Spannungsabfälle, was den Wirkungsgrad verbessert und durch die geringere Shunt-Verlustleistung oft kleinere Shunts ermöglicht. Unidirektionale als auch bidirektionale Schaltungen vereinfachen sich somit.
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