DC/DC-Wandler
Flying-Capacitor-Wandler sind effizienter
Fortsetzung des Artikels von Teil 1
Pre-Charging und Symmetrierung
Eine der größten Herausforderungen für Schaltkondensator- und Hybridwandler ist das Anlaufen von 0 V auf die nominale Eingangsspannung. Denn alle fliegenden Kapazitäten müssen auf einer festgelegten Spannung gehalten werden, um Überspannungen an den Leistungsschaltern zu vermeiden. Bild 4 zeigt das Oszillogramm beim eingangsseitigen Anlauf von 0 V auf 5 V (links oben). Die Leistungsstufe wird auf bestimmten Zuständen gehalten, um die fliegenden Kapazitäten zu laden, wenn die Eingangsspannung ansteigt (Pre-Charging). Solange diese unter 1/3 des Nennwertes liegt, schalten sich S1, S2, S5 und S6 ein und verbinden so beide fliegenden Kapazitäten direkt mit Vin (»Startup State 1« in Bild 4). Sobald Vin über ein Drittel seines Nennwertes gestiegen ist, schalten sich S2 und S5 aus. Dies stoppt das Laden von Cx1, setzt aber das Laden von Cx2 fort bis Vin 2/3 seines Nennwertes erreicht (»Startup State 2« in Bild 4). Daraufhin schalten alle Schalter aus. Nachdem Vin seinen Nennwert erreicht hat, wechselt der Wandler in den Normalbetrieb.
Ein Vorteil dieses Verfahrens ist, dass keine zusätzliche Schaltung zur Vorladung nötig ist, was je nach erforderlicher Anstiegsrate recht viel Chipfläche verbrauchen kann. In dieser Implementierung begrenzen Verzögerung und Genauigkeit der Off-Chip-Instrumentierung die Anstiegsrate und die Fehlerkorrektur. Eine vollständig integrierte Implementierung könnte dies zwar verbessern, diese Methode erfordert jedoch einige Kenntnisse der nominalen Eingangsspannung im Vorfeld der Inbetriebnahme.
Eine weitere zentrale Herausforderung für hybride Wandler ist die Unsymmetrie beim Laden der fliegenden Kapazitäten. Da diese über die Induktivität ge- und entladen werden, können ihre Spannungen von den Nennwerten abweichen, falls Lade- und Entladezyklen nicht aufeinander abgestimmt sind. Auch wenn die meisten Hybridwandler – einschließlich FCML-Wandler – natürliche Ausgleichsmechanismen besitzen, kann es dennoch zu einem Ungleichgewicht kommen (Bild 4, unten links). Daher ist ein Ausgleichsregelkreis erforderlich, um stets einen symmetrischen Betrieb zu gewährleisten.
Bei diesem Regelkreis werden sowohl Vin als auch jeweils die Spannung Vcx1 und Vcx2 an den beiden fliegenden Kondensatoren erfasst. Passt man die Tastverhältnisse von pwm1 und pwm3 auf das nominale Tastverhältnis so an, wie es der Regelkreis für die Hauptausgangsspannung definiert, lässt sich das Laden und/oder Entladen des fliegenden Kondensators regeln und somit deren Spannungen wieder symmetrieren. Dieser Ausgleichsregelkreis läuft wesentlich langsamer als der für die Ausgangsspannung, um deren Regelung nicht zu stören. Der Hauptregelkreis der Ausgangsspannung gleicht dem eines herkömmlichen Abwärtswandlers. Die Kompensation ist digital implementiert und definiert das nominale Tastverhältnis für alle drei PWM-Signale.
Wegen der kleinen Induktivität und der hohen Schaltfrequenz schwingt der Wandler schnell ein. Dies veranschaulicht Bild 4 (rechts unten) für einen Lastsprung von 0 A aus 6 A. Die Messungen von Vin, Vcx1, Vcx2 und Vout wurden mit vier Kanälen von Off-Chip-Differenzverstärkern und A-D-Wandlern durchgeführt, deren Werte in den digitalen Controller in dem FPGA eingespeist werden. Alle Messungen wurden mit vier 4,7-μF-Entkoppelkondensatoren am Ausgang durchgeführt, die zusammen mit der Last platziert wurden (jedoch nicht auf der gleichen Baugruppe).
| Liu [1] | Schaef [2] | Karasawa [3] | Schaef (diese Arbeit) [4] | |
|---|---|---|---|---|
| Topologie | 4:1-Dickson | 2:1-ReSC (Resonance Switched Capacitor) | 3L-FCML | 4L-FCML |
| Eingangsspannung | 4,2 V | 7,2 V | 5 V | 5 V |
| Ausgangsspannung | 1 V | 3,6 V | 1,5 V | 1,8 V |
| Vorladung beim Hochlauf (Startup Precharge) | Nein | Nein | Nein | Ja |
| Symmetrieren (Balancing) | Ja | Nein | Ja | Ja |
| Mehrere Übersetzungsverhältnisse | Nein | Nein | Ja | Ja |
| Ausgangsstrom (max.) | 1,05 A | 1 A | 0,8 A | 10 A |
| Wirkungsgrad (max.) @ Iout | 94,2 % @ 0,18 A | 94,8 % @ 0,3 A | 80 % @ 0,8 A | 93,8 % @ 3 A |
| Wirkungsgrad bei maximalem Laststrom | 88,3 % | 90,5 % | 78 % | 89,4 % |
| Induktivität | 470 nH | 100 nH | 220 nH | 10 nH |
| Fliegende Kapazitäten | 3 × 22 μF | 2 × 0,47 μF | 1 μF | 2 × 13,2 μF |
| Ausgangsseitige Entkoppelkapazität | 22 μF | 2 × 1 μF | 2,4 μF | 18 μF |
| Schaltfrequenz | 500 kHz | 1 MHz | 4,4 MHz bis 11,8 MHz | 5 MHz |
| Stromdichte auf dem Chip | 0,26 A/mm² | 0,17 A/mm² | 0,4 A/mm² | 1,45 A/mm² |
| Volumetrische Leistungsdichte* | 85 W/cm³ | 19 W/cm³ | – | 198 W/cm³ |
| Gesamthöhe | 3 mm** | 2 mm | – | 1,2 mm |
Tabelle 1: Vergleichstabelle von kürzlich veröffentlichten hybriden DC-DC-Wandlern. (* berücksichtigt das Volumen des Begrenzungsrahmens einschließlich aller passiven Komponenten; ** von der Fotografie abgeleitet)
Zusammenfassung
Der Wirkungsgrad wurde über den gesamten Lastbereich für eine Eingangsspannung Vin von 5 V, Ausgangsspannungen Vout von 1,2 V und 1,8 V und Schaltfrequenzen von 5 MHz und 10 MHz gemessen (Bild 5). Bei 1,8 V/3 A am Ausgang und 5 MHz erreicht der Wirkungsgrad ein Maximum von 93,8 %, der Wirkungsgrad bleibt bis zum maximalen Laststrom von 10 A über der 89-Prozent-Marke. Bei 1,2 V/4 A am Ausgang erreicht der Wirkungsgrad ein Maximum von 90,5 %.
Der in dieser Arbeit demonstrierte Hybridwandler verwendet eine deutlich geringere Induktivität von nur 10 nH im Vergleich zu den zuvor vorgestellten Designs und arbeitet mit einer wesentlich höheren Schaltfrequenz. Darüber hinaus sind Leistungsdichte und der Laststrom von 10 A höher als bei den bisher vorgestellten Hybridwandlern (Tabelle 1).
Dieser Beitrag basiert auf einem Digest von der ISSCC 2019.
REFERENZEN
[1] W. Liu, et al., 10.3 A 94.2%-Peak-Efficiency 1.53A Direct-Battery-Hook-Up Hybrid Dickson Switched-Capacitor DC-DC-Converter with Wide Continuous Conversion Ratio in 65nm CMOS, ISSCC, pp. 182-183, Feb. 2017. DOI: 10.1109/ISSCC.2017.7870321
[2] C. Schaef, et al., 10.2 A Digitally Controlled 94.8%-Peak-Efficiency Hybrid Switched-Capacitor Converter for Bidirectional Balancing and Impedance-Based Diagnostics of Lithium-Ion Battery Arrays, ISSCC, pp. 180-181, Feb. 2017. DOI: 10.1109/ISSCC.2017.7870320
[3] Y. Karasawa, et al., A 92.8% Efficiency Adaptive-On/Off-Time Control 3-Level Buck Converter for Wide Conversion Ratio with Shared Charge Pump Intermediate Voltage Regulator, IEEE Symp. VLSI Circuits, 2018. DOI: 10.1109/VLSIC.2018.8502403
[4] C. Schaef, et al., 93.8% Peak Efficiency, 5V-Input, 10A Max ILOAD Flying Capacitor Multilevel Converter in 22nm CMOS Featuring Wide Output Voltage Range and Flying Capacitor Precharging, ISSCC, pp. 146-148, Feb. 2019. DOI: 10.1109/ISSCC.2019.8662475
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