Worauf achten beim Leiterplatten-Design

HF-Stecker der nächsten Generation implementieren

28. November 2022, 9:13 Uhr | Sandeep Sankararaman, Samtec
Breitband-HF per Steckverbinder ankoppeln
Worauf ist beim PCB-Design zu achten, wenn es um die Wahl und Implementierung von HF-Leiterplattensteckverbindern der nächsten Generation geht? Der Fachartikel von Sandeep Sankararaman (Samtec) zum Thema "Breitband-HF per Steckverbinder ankoppeln" gibt einen Überblick.
© monsitj/stock.adobe.com

In vielen Applikationen steigt die Übertragungsgeschwindigkeit. Das hat zur Folge, dass jedes einzelne Segment des Signalpfads bei höheren Frequenzen arbeiten muss. Jedes Bauelement im Signalpfad muss bessere Eigenschaften aufweisen, z. B. Steckverbinder bei stabiler Impedanz weniger Verluste.

Der HF-Einkopplungsbereich, im folgenden Launch genannt, ist der konstruktiv ausgelegte und gestaltete Leiterplattenbereich für die Montage des Steckverbinders und die Verbindung der Signal- und Massekontakte mit den Leiterbahnen. Gute Launches ermöglichen es, dass der Großteil der Signalenergie in den Steckverbinder gelangt und weitgehend verzerrungsfrei übertragen wird. Das wird ins­besondere dann wichtig, wenn die Bandbreiten sich dem Bereich von 100 GHz nähern.

Doch worauf ist beim Entwurf zu achten, wenn es um die Wahl und Implementierung von HF-Leiterplattensteckverbindern der nächsten Generation geht?

Konstante Impedanz

Ein HF-Launch erfordert eine gute Masseringstruktur um das Signal-Via, damit der Impedanzwert entlang des Signalwegs durch das Via konstant bleibt. Bild 1 zeigt  einen Massering für einen 90-GHz-Launch. (Hinweis: Alle Darstellungen finden Sie in der Bildergallerie)

Es gibt zwei Hauptfaktoren, die den Durchmesser des inneren Via-Masserings bestimmen: die Impedanz des Launch-Bereichs und die Grenzfrequenz der vom Launch unterstützten Moden höherer Ordnung (HOMs). Die Impedanz des Launch-Bereichs lässt sich bis zur 1. Ordnung bestimmen, wenn man die Signalbohrungsgröße als Innenleiterdurchmesser eines Koaxialkabels und den inneren Masseringdurchmesser als dessen Schirmungsdurchmesser betrachtet. Bei langen Vias kann die Nennsystemimpedanz (z. B. 50 Ω) als Sollimpedanz eingesetzt werden. Bei kurzen Vias hingegen wirkt sich die kapazitive Last stark aus, die durch die Wechselwirkung zwischen Launch und Ende des Steckverbinderkörpers verursacht wird. Also würde ein Soll-Z0 wie 70 Ω den durchschnittlichen Gesamteffekt von Steckverbinder und Launch dichter an die 50 Ω bringen.

Normalerweise soll sich bei einem Launch für einen koaxialen HF-Steckverbinder nur die Grundmode fortpflanzen. Dies ist die transversalelektromagnetische Welle, Transversalwelle oder TEM-Welle. Oberhalb einer bestimmten Frequenz, der Grenzfrequenz, kann der Launch die Moden höherer Ordnung unterstützen. Wenn dies geschieht, verteilt sich die Energie auf die verschiedenen Moden, und das Signal wird aufgrund deren unterschiedlicher Ausbreitungseigenschaften schnell verzerrt. Daher muss der Launch so ausgelegt sein, dass die Grenzfrequenz außerhalb der Bandbreite liegt, die genutzt werden soll.

Sowohl die Impedanz als auch die Grenzfrequenz verhalten sich ebenfalls umgekehrt proportional zur Dielektrizitätskonstante (εR) entlang des Signalwegs durch das Via. In Bild 2 ist ein Querschnitt durch eine Leiterplatte mit Kern- und Prepreg-Schichten zu sehen, die jeweils aus Lagen mit Harzbindemittel imprägnierten Glasfasergewebes bestehen. Weil jede dieser Schichten und Lagen unterschiedliche dielek­trische Eigenschaften aufweist, ist die auf das Signal wirkende εR-Konstante abhängig von der Fortpflanzungsrichtung.

Bei Hochfrequenz-Launches muss die Dielektrizitätskonstante von Harz und Glas niedrig sein und den gleichen Wert aufweisen. So wird die niedrigstmögliche Dielektrizitätskonstante um das Via herum gewährleistet – und damit auch die höchste Grenzfrequenz.

Der Tabelle lässt sich entnehmen, dass Grenzfrequenzen oberhalb von 90 GHz Bohrungsdurchmesser unter 0,005 Zoll (5 mil) und Dielektrizitätskonstanten unter 3,1 erfordern. Die Werte in dieser Tabelle können als nützlicher Ansatz und grobe Richtlinie bei der Auslegung von HF-Launches dienen.

In Bild 3 ist der strukturelle Aufbau eines Launch-Vias mit den umgebenden Massevias dargestellt. Der grün eingefärbte Teil der Vias stellt den Bereich dar, den die Signalenergie durchlaufen sollte. Da die GND-Vias durchkontaktiert sind, erstrecken sie sich weiter nach unten als die Bezugsschicht der Bahn, um unterhalb der Signalbezugsschichten Wellenleiterstrukturen zu bilden.

Der Steckverbinder sendet Energie in den koaxialen Anteil des Launches, die sich als Signalenergie durch die Streifenleitung fortpflanzt. Allerdings bilden die GND-Vias unterhalb der Bahnbezugsschicht einen Rundhohlleiter unter dem Signal-Via (Bild 3). Zusätzlich werden mehrere rechteckige Vias durch parallele Lagen und per Stitching eingebrachte GND-Vias unterhalb der Leiterbahnbezugslage berücksichtigt. Der Rundhohlleiter und die Rechteckhohlleiter unter der Bahn sind keine transversalen Elemente. Das bedeutet, dass sich unterhalb der Grenzfrequenz ­fcutoff hier keine Energie ausbreiten kann.

In Bild 4 ist das E-Feld im Launch unter fcutoff (links) und über fcutoff (rechts) zu sehen. Unterhalb fcutoff bleibt die Energie innerhalb der Streifenleitungslagen; im Rundhohlleiter unter dem Signal-Via kann sich keine Energie ausbreiten. Und genau das soll erreicht werden.

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Breitband-HF per Stecker ankoppeln

HF-Steckverbinder implementieren
© Samtec
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Allerdings kann sich über fcutoff im Rundhohlleiter jetzt Energie fortpflanzen und Energie von der die Streifenleitung entlanglaufenden TEM-Mode abziehen – und einen Teil dieser durch die rechteckigen Kavitäten unterhalb der Leiterbahnbezugslage senden. Das ist nicht gewünscht, weil sich die Energie durch die Kavitäten der Lage in andere Leiterplattenbereiche ausbreiten und Übersprechen, Strahlung und weitere unerwünschte Effekte verursachen kann. Für einen leistungsfähigen und breitbandigen Launch ist es daher oberste Priorität, unterhalb der Grenzfrequenz zu bleiben.

Rückflussdämpfung verringern

Ein Weg, um die guten Eigenschaften zu gewährleisten und die Rückflussdämpfung zu verringern, ist die Gestaltung der Via-Stubs. Wenn die Energie über eine Durchkontaktierung zu einer Innenlage geführt wird, bildet der verbleibende Teil des Vias unterhalb der Innenlage einen Stub. Je höher die Bandbreite, desto stärker wirkt sich dieser Stub auf die Leistung aus. Die Auswirkung des Stubs ist am größten bei einer Frequenz, bei der die Stub-Länge einem Viertel der Wellenlänge entspricht.

Obwohl f0 die Frequenz mit der größten Auswirkung ist, beginnt der Stub den Signaldurchgang durch das Via bereits wesentlich früher zu beeinflussen, weil er eine zusätzliche Kapazität im Launch­bereich darstellt.

Eine übliche Strategie zur Minimierung der Auswirkungen durch Via-Stubs ist das Backdrilling, also das Aufbohren bzw. Wegnehmen der für die Signalübertragung nicht genutzten Teile der Durchkontaktierungen. Unglücklicherweise bleibt immer ein Rest-Stub übrig. In Bild 5 sind 16 Kurven für die jeweiligen Stublängen von 0 bis 15 mils (0 bis 0,015 Zoll) dargestellt. Je kürzer die Stub-Länge, desto besser das Rückflussdämpfungsverhalten im Frequenzverlauf.

In einer detaillierten Analyse der Bandbreitenauswirkungen von Stubs zeigt Bild 6 diejenige Frequenz, bei der die Rückflussdämpfung 15 dB beträgt (VSWR = 1,4). Bitte beachten: Die Kurve verläuft nicht linear, wobei größere Stub-Längen einen stärkeren Abfall bei der Bandbreite des Via-Übergangs bewirken und bei kürzeren Stub-Längen die Bandbreitenverringerung relativ unerheblich ist. Daher wirken sich kurze Rest-Stubs und enge Toleranzen sehr vorteilhaft auf die Betriebsbandbreite des Launch aus und sorgen für eine steigende Wahrscheinlichkeit, dass sich alle Launch-Bereiche der
Leiterplatte ähnlich verhalten.

Leistung optimieren

Natürlich ist die beste Strategie zur Optimierung der Einsatz von laserbearbeiteten Via-Stubs, die keine Stubs mehr aufweisen. Müssen Vias in Backdrilling-Technik verwendet werden, kann bei der Auslegung des Launchs ein Teil der durch den Stub eingebrachten Kapazität kompensiert werden.

Es könnte verlockend sein, bei der Auslegung der Kompensation für die ungünstigste Stub-Länge vorzuhalten, was bei großen Toleranzen der Stub-Länge aber immer noch zu schlechten Eigenschaften führt. In Bild 7 wird bei einer Stub-Solllänge von 0,006 Zoll (6 mils) eine Toleranz von 4 mils angenommen. Diese Launch-Kompensation soll die beste Impedanzanpassung für die ungünstigste Stub-Länge von 0,01 Zoll (6 + 4 mils) innerhalb von 1 Ω der Sollimpedanz des Launchbereichs erreichen.

Ein Problem ergibt sich für Vias mit einer Stub-Länge am anderen Ende des Toleranzbereichs, sprich: 6 – 4 = 2 mils. Bei dieser Stublänge erscheint der Launch recht induktiv. Zu beachten ist, dass nicht alle Stubs der Leiterplatte dieselbe Länge haben müssen. Die Toleranz von ±0,004 Zoll kann dazu führen, dass einige Vias induktiv wirken und andere nicht, vielleicht sogar von benachbarten Launches.

Bei sorgfältiger Optimierung und Auslegung lassen sich Launches mit sehr großer Bandbreite herstellen, auch in Leiterplatten mit Via-Stubs. Neben der sorgfältigen Wahl des Steckverbinders ist daher eine enge Zusammenarbeit mit dem Leiterplattenhersteller früh im Designprozess erforderlich. 

Literatur:

  • Wideband RF Launches: Literally, 
  • Everything You Need To Know“, 
  • Samtec Blog, Mai 2022.
  • „Wideband RF Launches: More 
  • than Footprints on PCBs“, Samtec 
  • Whitepaper, Juni 2022.
  • „Precision RF Connector PCB Launches 
  • for 224 Gbps Devices“, gEEk spEEk, 
  • Oktober 2022.
  • „RF and Precision Connector and Cable Assemblies“, Samtec Website. 

Über den Autor: 

  • Sandeep Sankararaman ist Principal RF and Signal Integrity Engineer bei Samtec.

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