Schaltungen für Funkempfänger

Direkte HF-Abtastung und Direktmischempfänger im Vergleich

19. Mai 2022, 6:00 Uhr | Brad Brannon

Fortsetzung des Artikels von Teil 1

Herausforderung: Filter

Anforderungen an das Filter in der Synchrodyn-Schaltung

Eine leicht übersehene Eigenschaft einer Synchrodyn-Schaltung ist, dass der Basisband-Eingangsverstärker typischerweise als aktiver Tiefpassfilter konstruiert ist. Dieser Analogfilter ist in der Verstärkerschaltung integriert, was den Aufwand für die analoge Filterung zwischen Antenne und Mischer deutlich senkt. In Verbindung mit der Dezimationsfilterung im IC agiert es auch als programmierbarer Kanalfilter, um Signale zu eliminieren, die sich durch die hohe Abtastrate des ADUs außerhalb des Basisbands befinden.

Das betrifft auch gespiegelte, spektrale Anteile aus der nächsten Nyquistzone. Zusätzlich enthalten die Abtast-ICs üblicherweise eine Rückkopplung, die eine weitere Unterdrückung bandexterner Signale ermöglicht. Dies bedeutet faktisch, dass die Bereiche außerhalb des genutzten Funkfrequenzbandes einen größeren Aussteuerungsbereich haben als der Bereich innerhalb.

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Beispiel des Einflusses der Filterung in einer integrierten Synchrodyn-Schaltung.
Bild 3. Beispiel des Einflusses der Filterung in einer integrierten Synchrodyn-Schaltung.
© Analog Devices

Wie in [6] beschrieben und in Bild 3 vereinfacht dargestellt, haben Synchrodyn-Funksysteme eine hohe Verträglichkeit gegenüber bandexternen Signalen. In Bild 3 stellt die vertikale Achse den Eingangsleistungspegel relativ zum In-Band dar, der eine 3-dB-Dämpfung verursachen würde. Das zeigt, dass Signale innerhalb des interessierenden Frequenzbandes (In-Band) praktisch eine eingebaute Toleranz gegenüber bandexternen Signalen (Out of Band) aufweisen, was bei anderen Schaltungen nicht der Fall ist.

Wegen der chipinternen Filterung wird der Schutz der HF-Eingangsstufe – das ist der LNA (low noise amplifier) – zum primären Anliegen. Eine typische Konfiguration hat zwischen der ersten und zweiten Stufe ein Oberflächenwellenfilter (OFW), einen rauscharmen Verstärker (LNA) für FDD- (frequency division duplexing) und einigen TDD- (time division duplexing) Anwendungen. Einige TDD-Schaltungen haben auch ein Oberflächenwellenfilter nach der zweiten Stufe, allerdings kann die zweite Stufe überbrückt werden, wenn große Eingangssignale anliegen, wie in Bild 2 gezeigt. Typische Oberflächenwellenfilter bieten eine bandexterne Signalunterdrückung von rund 25 dB, was auch hier angenommen wird. Zusätzlich zum Oberflächenwellenfilter ist ein Topfkreis oder Hohlraumfilter (cavity filter) auf der Antennenseite des LNA nötig, der mit dem Transmitter geteilt wird.

Ein typischer LNA hat einen 1-dB-Kompressionspunkt von –12 dBm. Sind die bandexternen oder Co-Location-Anforderungen jedoch 16 dBm, müssen diese Signale auf rund 10 dB (oder mehr) unter den 1-dB-Kompressionspunkt des LNA gedämpft werden. Dies ergibt ein Minimum der Unterdrückung von 38 dB (= 16 dBm – –12 dBm + 10 dB). Einschließlich des Oberflächenwellenfilters ergibt das eine bandexterne Dämpfung von 63 dB, auf den Eingang des Synchrodyn-Empfängers bezogen.

Angenommen, die HF-Verstärkung fällt über ein breites Band nicht ab, dann beträgt der maximale bandexterne Signalpegel einschließlich der gesamten Filterdämpfung am Eingang des Funkkernsystems –20 dBm. Dies liegt deutlich unter dem typischen Maximalpegel und wird, wie bereits erwähnt, von der Filterung im IC weiter gedämpft. Im Vergleich zu Bild 3 sind bei diesem Eingangspegel keine Störsignale oder eine Empfindlichkeitsabnahme zu erwarten.

Anforderungen an das Filter bei direkter HF-Abtastung

Wenn mit HF-ADUs gearbeitet wird, gibt es zwei Dinge, die ein direktes Augenmerk auf die Filterung erfordern. Zuerst, jedes Signal kann, unabhängig vom Eingangspegel, unerwünschte Störsignale generieren, die in derselben Frequenz wie das gewünschte Signal liegen. Durch Verschränkung erzeugte Störsignale können mit Algorithmen beseitigt werden. Störungen, die aus der Schaltung herrühren, sind dagegen ein größeres Problem, denn sie sind unvorhersehbar. Für viele ältere HF-ADUs war die Erhaltung der Signalqualität eine ständige Herausforderung.

Beispieldiagramm zur Abhängigkeit des SFDR vom Eingangspegel eines AD-Umsetzers mit Dither.
Bild 4. Beispieldiagramm zur Abhängigkeit des SFDR vom Eingangspegel eines AD-Umsetzers mit Dither.
© Analog Devices

Um diese Probleme zu lösen und einen relativ verzerrungsfreien Dynamikbereich (SFDR, spurious free dynamic range) zu erhalten, wie in Bild 4 zu sehen, enthalten viele neuere ADUs in der einen oder anderen Form ein extra dafür erzeugtes leichtes Rauschen (dither) im Hintergrund [7].

Was in der Kurve in Bild 4 bemerkenswert ist, ist, dass die ersten 15 dB eine Abnahme des SFDR aufgrund der Einschränkungen der Anstiegsgeschwindigkeit im ADU darstellen, die typisch starke Harmonische 2. und 3. Ordnung generieren, die gedämpft werden müssen. Liegt der HF-Eingang unter diesem Pegel, sind Harmonische und schaltungsbedingte Störspitzen kein Problem mehr – Entwickler sollten die Spezifikation des ADU überprüfen, um es zu verifizieren. Bei einem Maximalpegel von 1 dBm kann erwartet werden, sobald bandexterne Störsignale unter –14dBm gedämpft werden, dass Harmonische (spurs) signifikant am Eingang des AD-Umsetzers reduziert werden.

Mit einer Bandverstärkung von 50 dB, wie in Tabelle 2 zu erkennen, führt dies zu –64 dBm an der Antenne. Wenn der Eingangspegel potenziell bei 16 dBm ist, dann muss die HF-Dämpfung für die Fälle ohne Falschsignale (non-aliased) 80 dB oder darüber betragen.

Angenommen, ein Oberflächenwellenfilter dämpft um 25 dB, dann bleiben für das antennenseitige Filter (Topfkreis, Hohlraumfilter) 55 dB, um zu verhindern, dass der HF-A/D-Umsetzer Nichtlinearitäten aufgrund von bandexternen Signalen erzeugt.

Zudem muss der LNA der ersten Stufe davor geschützt werden, dass er durch bandexterne Signale in den nichtlinearen Bereich getrieben wird. Dieses Beispiel mit einem gut geeigneten ADU zeigt, dass das Verhältnis SFDR in Abhängigkeit vom Eingangspegel des AD-Umsetzers sorgfältig untersucht werden sollte, um festzustellen, ob eine weitere Filterung nötig ist.

Es gibt ein weiteres Problem bei HF-Analog-Digital-Umsetzerschaltungen, die auf marktgängigen Halbleiterbausteinen basieren: der Schutz vor Aliasing. Derzeitige HF-AD-Umsetzer basieren auf Kernen, die mit Abtastraten zwischen 3 und 6 GHz arbeiten. Bei diesen niedrigen Abtastraten ist es unmöglich, Falschsignale (aliased terms) ohne hohe Dämpfung zu vermeiden, um dadurch den Einfluss von Aliasing zu vermindern. Dieses Problem ist erst gelöst, wenn die Abtastraten im zweistelligen GHz-Bereich liegen.

Ein vereinfachtes Verfahren, den Einfluss von Aliasing auf die Filteranforderungen zu betrachten, ist es den Schutz eines einzigen Quellelements hinsichtlich der Anforderungen der Aliasing-bedingten 16-dBm-Co-Location-Anforderung zu untersuchen.

Das Ziel dabei ist es, das Störsignal bis auf den Punkt zu unterdrücken, dass es, sollte es in einen gewünschten RB (Ressourcenblock, spektraler Anteil der einem Benutzer in LTE und 5G zugeteilt wird) fallen, es ausreichend gedämpft wird, so dass keine Störung auftritt.

Ein Weitbereichs-Referenzkanal basierend auf einem G-FR1-A1-4-Signal würde zu einem Signalpegel pro RB von –118,6 dBm mit ungefähr 0 dB SNR führen. Um Störungen zu vermeiden, muss das Störsignal gedämpft werden um 10 bis 15 dB darunter zu liegen, was ungefähr –130 dBm ergibt. Deshalb ist eine Gesamtdämpfung von 150 dB nötig oder etwa 125 dB vom Hohlraumfilter mit einem Oberflächenwellenfilter, die zusammen die benötigte Filterung bieten.

Unterschiedliche Anforderungen an die Filter

Grafischer Vergleich der Anforderungen an das Hohlraumfilter in den beiden Empfängerschaltungen.
Bild 5. Grafischer Vergleich der Anforderungen an das Hohlraumfilter in den beiden Empfängerschaltungen – direkte HF-Abtastung und Synchrodyn-Schaltung.
© Analog Devices

Bild 5 zeigt die Anforderungen an das antennenseitige Hohlraumfilter sowohl für die direkte HF-Abtastung als auch für die Synchrodyn-Schaltung. Da die HF-Abtastschaltung zwei separate Anforderungen stellt, wird diejenige dominieren, die am meisten einschränkt. Ein realisierbares Filter muss lediglich die dominierende Anforderung erfüllen oder 125 dB Dämpfung liefern, um das gesamte Band abzudecken. Obwohl solche Filter käuflich zu erwerben sind, ist ein voluminöses Filter von Nachteil. Im Gegensatz dazu steht die Synchrodyn-Schaltung, bei der nur eine Dämpfung um 40 dB erforderlich ist. Da hier die benötigte Filterwirkung mit nur einem 4-fachen-Hohlraumfilter möglich ist, sind signifikante Gewichts- und Größeneinsparungen möglich.

  Synchrodyn-Schaltung direkte HF-Abtastung
Gesamtschaltung

Pro:

Lässt sich für abstimmbare Funksysteme einfach in einem Low-Power-IC (Single Chip) implementieren.

Contra:

Kanalbandbreite wird von der Basisband-Bandbreite limitiert.

Pro:

Sehr breitbandige Funksysteme können implementiert werden.

Contra:

Relativ hoher Leistungsbedarf,

benötigt für alle Trennschärfen diskrete externe Filterung.
Frequenzumsetzung Quadratur-Demodulator Abtastkondensator und ADU

Pro:

inhärenter Alias-Schutz,

geringer Leistungsbedarf.

Contra:

Übersprechen des Oszillators,

Spiegelfrequenzen im Basisband.

Pro:

einfache Implementierung des ADUs.

Contra:

hoher Leistungsbedarf,

anfällig für Aliasing, Jitter/Phasenrauschen [4].
Verstärkung

HF: ~32 dB

Basisband: ~18 dB

HF: ~50 dB

Basisband: –

Pro:

geringere Gesamtverlustleistung,

Basisbandverstärker lässt sich zusammen mit aktiver Filterung einfach implementieren,

Eingangsimpedanz einfach handhabbar.

Contra:

Bandbreite wird durch den Verstärker limitiert.

Pro:

sehr breitbandige Funksysteme realisierbar.

Contra:

starker Ausgangsverstärker (OIP3, Output Intercept Point 3) als Treiber nötig (hoher Leistungsbedarf);

Eingangsimpedanz typisch kapazitiv, außer es werden verlustleistungsreiche Pufferstufen eingesetzt.
Harmonische Störsignale

Übersprechen des Oszillators,

I/Q-Fehlanpassung,

Harmonische im Basisband

Direktes Aliasing,

verschachtelte Artefakte,

HF-ADU-Harmonische

Pro:

HF-Harmonische und ADU-Aliasing fällt aus dem interessierenden Frequenzband.

Contra:

anfällig für Übersprechen des Oszillators,

I/Q-Fehlanpassung (kann mit Algorithmen beseitigt werden).

Pro:

kein Übersprechen des Oszillators,

keine I/Q-Fehlanpassung.

Contra:

Überlagerte Störspitzen (kann mit Algorithmen beseitigt werden),

anfällig für Aliasing, HF-Harmonische und taktbezogenem Phasenrauschen.

Filterung Verteilt auf HF- und Basisband Eine einzige Frequenz

Pro:

integrierter Alias-Schutz,

nur  begrenzte externe Filterung nötig, wegen der Filterintegration.

Contra:

nicht bekannt.

Pro:

Anforderungen sind einfach abzuleiten.

Contra:

sehr komplexe Filter nötig.

 

Sowohl die Synchrodyn-Schaltung als auch die direkte HF-Abtastung bieten großes Potenzial. Wenn das Ziel jedoch optimierte Kosten, Gewicht und Größe ist, gewinnt die Synchrodyn-Schaltung in mehreren Bereichen. Bezüglich der Leistungsaufnahme bietet sie durch die Integration von großen Teilen der analogen Verstärkerstufen signifikante Einsparungen. Hinsichtlich der Filter bietet die Synchrodyn-Schaltung das Potenzial die Anforderungen an die Filter drastisch zu verringern. Obwohl die Kostenunterschiede der Filter gering sein mögen, so sollte die Größe und die Masse dieser Filter – ausgehend von der Anzahl der erforderlichen Hohlraumfilter – um über 50 % kleiner ausfallen.

 

Literatur

[1] 5G; NR; Base Station (BS) radio transmission and reception (3GPP TS 38.104, version 16.5.0 Release 16). ETSI, TS 138 104, V16.5.0, 11.2020, www.etsi.org/deliver/etsi_ts/138100_138199/138104/16.05.00_60/ts_138104v160500p.pdf.

[2] Mashhour, A.; Domino, W. und Beamish, N.: On the Direct Conversion Receiver – A Tutorial. Microwave Journal, 1. Juni 2001, www.microwavejournal.com/articles/3226-on-the-direct-conversion-receiver-a-tutorial.

[3] Harris, J.: The ABCs of Interleaved ADCs. Analog Devices, Oktober 2019, www.analog.com/en/technical-articles/the-abcs-of-interleaved-adcs.html.

[4] Brannon, B.: Sampled Systems and the Effects of Clock Phase Noise and Jitter. Analog Devices, Application Note AN-756, 2004, www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN-756.pdf.

[5] Kester, W.: What the Nyquist Criterion Means to Your Sampled Data System Design. Analog Devices, Tutorial MT-002, 2009, www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-002.pdf.

[6] Brannon, B.; Man, K.; Menon, N. und Gupta, A.: Integrated ZIF, RF to Bits, LTE, Wide Area Receiver Analysis and Test Results. Analog Devices, Application Note AN-1354, Juli 2016, www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/AN-1354.pdf.

[7] Brannon, B.: Overcoming Converter Nonlinearities with Dither. Analog Devices, Application Note AN-410, Dezember 1995, www.analog.com/media/en/technical-documentation/application-notes/319765654AN-410.pdf.

 

Der Autor

Brad Brannon, Analog Devices
Brad Brannon, Analog Devices.
© Analog Devices

Brad Brannon

arbeitet seit seinem Studium an der North Carolina State University seit nunmehr 37 Jahren für Analog Devices. Er bekleidete verschiedene Positionen in Entwicklung, Test, Applikation und im System-Engineering. Momentan entwickelt Brannon Referenz-Designs für O-RAN und bietet Anwendern Entwicklungsunterstützung. Er hat mehrere Artikel und Applikationsbeichte veröffentlicht, die die Themen Takte von Digital-Umsetzern, Entwickeln von Funksystemen und den Test von A/D-Umsetzern umspannen.

brad.brannon@analog.com


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