Analyse und Berechnungsgrundlagen für optimierten Einsatz in Kraftfahrzeugen
SEPIC-Wandler für Automotive-Anwendungen
Fortsetzung des Artikels von Teil 1
SEPIC-Wandler für Automotive-Anwendungen
Berechnung von Koppelkondensator, MOSFET und Diode
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Der Koppelkondensator trennt den Eingang vom Ausgang und muss daher die gesamte Energie übertragen. Der Effektivwert des Wechselstromes und die Kapazität berechnen sich nach den Formeln 13 und 14. Für den Koppelkondensator sind keramische Ausführungen und ein niedriger ESR-Wert unabdingbar, da eine hohe Strombelastung auftritt. Die Spannungsfestigkeit des Kondensators muss den Wert der Eingansspannung wesentlich übertreffen.
Da bei Anwesenheit von Spulen Schwingungen und Spikes auftreten, ist noch ausreichend Spannungsreserve zu berücksichtigen. Die Drain-Source-Spannung UDS des MOSFET sollte daher mindestens den in Formel 15 berechneten Wert haben. Der Effektivwert für den Schaltstrom errechnet sich nach Formel 16. Die Verlustleistungen bei minimaler und maximaler Eingangsspannung ergeben sich gemäß den Formeln 17 und 18. Dabei sind: RdsQ = Ein-Widerstand, Qgd = Gate-Drain-Ladung und IGate = Strom, den der MOSFET treiben oder aufnehmen kann.
Die thermische Leitfähigkeit des MOSFET-Gehäuses sollte so groß sein, dass die oben genannte Verlustleistung (PQ_Ueinmin bzw. PQ_Ueinmax) sicher abgeführt wird. Für die hier beschriebene Schaltung wird der Si7850DP von Vishay empfohlen, der für Spannungen bis 60 V ausgelegt ist.
Die Kurven in Bild 5 zeigen die Drain- und die Gate-Spannung bei 40 V Eingangsspannung und 1 A Ausgangsstrom. Die Drain-Spannung ist die Summe von Eingangs- und Ausgangsspannung.
Die maximale Sperrspannung der Diode soll sicherheitshalber größer sein als die in Formel 19 errechnete Spannung. Während der Schaltpause leitet die Diode die in der Spule gespeicherte Energie zum Ausgang. Der Strom hängt gemäß Formel 20 von der gewählten Induktivität und vom Tastverhältnis ab. Auch hier ist eine zusätzliche Reserve zu berücksichtigen. Die Diode 8TQ080SPBF ist dafür gut geeignet.
Strombegrenzung und Sense-Widerstand
Der am Sense-Widerstand gemessene Strom wird mit einer Spannung von 300 mV im MAX15004 verglichen und zur Strombegrenzung verwendet, damit die Spule nicht in die Sättigung gerät und MOSFET und Diode nicht überlastet werden. Durch externe Beschaltung (40,1 kΩ zwischen REG5 und Pin CS) kann man die Schwelle für die Strombegrenzung herabsetzen. Die Schwelle wird für die gewählte Schaltung auf 190 mV gesetzt, um den Wirkungsgrad zu erhöhen. Der Schwellwert liegt üblicherweise bei 120 % von IL(pk). RSense wird mit Formel 21 festgelegt.
Der induktive Anteil des Sense-Widerstands muss klein sein, da er eine Verlustleistung von mindestens (IQrms)2 × RSense verkraften muss. Eine Parallelschaltung von zwei 30-mΩ-Widerständen wird für das Schaltbeispiel empfohlen. Ein 100-ns-RC-Filter sollte hinzugefügt werden, um Stromspikes zu verringern, die von Leiterbahnen verursacht werden.
Programmierbare Anstiegs-Kompensation und Kompensation der Regelungsschleife
Damit die Stromregelschleife bei Tastverhältnissen über 50 % stabil bleibt und keine subharmonischen Schwingungen auftreten, muss eine Anstiegs-Kompensation gemacht werden. Dazu fügt man dem gemessenen Stromsignal eine definierte Rampenspannung hinzu, die aus der Steilheit der Abstiegsflanke des Spulenstroms ermittelt wird. Experimente haben ergeben, dass die Amplitude der Rampe halb so groß wie die Flanke des Spulenstroms gemacht werden soll. Beim MAX15005A ist die Kompensation mit einem externen Kondensator leicht zu bewerkstelligen. Die Berechnung des Kondensators erfolgt in zwei Schritten nach den Formeln 22 und 23.
Für die Beispielschaltung ist ein 180-pF-Kondensator die richtige Wahl. Bild 6 zeigt die Spannung am Widerstand RSense und die Spannung der Anstiegs-Kompensation bei 2,5 V Eingangsspannung und 0,875 A Last.
Die nächste Festlegung betrifft das maximale Taktverhältnis (Dmax) für das Schaltsignal, mit dem der MOSFET Q (SI7850DP in Bild 2) angesteuert wird. Der MAX15005A liefert ein maximales Tastverhältnis von 85 % mit einer minimalen Einschaltzeit von 100 ns.
Für einen SEPIC-Wandler, der im kontinuierlichen Betrieb arbeitet, gilt der Zusammenhang in den Formeln 1 und 2 mit Uaus = Ausgangsspannung, UD = Spannungsabfall an Diode, Rdsq = FET-Widerstand, RL = Gleichstromwiderstand der Spule.
Das größte Tastverhältnis tritt bei Ueinmin auf; es beträgt 84,5 % bei einer minimalen Einschaltzeit von 1,08 μs. Beide Werte liegen innerhalb der Spezifikation. Bild 3 zeigt die Kurvenverläufe der 12-V-Ausgangsspannung, der Gate-Ansteuerung und des RC-Oszillators bei 6 V Eingangsspannung und 1 A Ausgangsstrom.
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