Schwerpunkte

GaN-HEMTs vs. Silizium-MOSFETs

Wie viel besser ist GaN wirklich?

02. Mai 2019, 10:30 Uhr   |  Dr. Gerald Deboy und Dr. Matthias Kasper, Infineon


Fortsetzung des Artikels von Teil 2 .

Designbeispiel 48-V-Servernetzteil

Der zunehmende Einsatz von künstlicher Intelligenz in der Informatik und die damit verbundene Entwicklung neuronaler Netzwerke hat die Rechnerarchitekturen von reinen CPU-basierten Servern auf spezialisierte Plattformen mit einem sehr hohen Grad an paralleler Datenverarbeitung verlagert, z.B. durch den Einsatz von GPUs. Infolgedessen hat sich der Leistungsbedarf pro Rack inzwischen etwa verdreifacht und die Leistung pro Rack auf 20 kW und mehr erhöht.

Durch diese Anforderung würden die Verluste bei der klassischen 12-V-Verteilerschiene im Rack stark steigen. Daher dürfte die Energieverteilung im Rack in Zukunft über eine 48-V-Schiene anstatt bei 12 V weiter zunehmen. Eine 48-V-Serverversorgung ist hauptsächlich auf Anwendungen ausgerichtet, die hinsichtlich der Gesamtbetriebskosten (Total Cost of Ownership, TCO) optimiert sind. Darum wollen wir die Leistungsfähigkeit von GaN in diesen Systemen gezielt unter dem Gesichtspunkt des Wirkungsgrads untersuchen.

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© Infineon Technologies

Bild 9: Pareto-Front des 48-V-Servernetzteils bei halber Nennlast und nominaler Betriebsspannung (linke schwarze Linie). Die Leistungssteigerung durch das Verschachteln zweier GaN-Hochfrequenz-Brückenzweige ist überlagert (rechte schwarze Linie).

Als Referenz für den nun folgenden Vergleich nutzen wir ein industrielles 48-V-Netzteil mit Silizium-MOSFETs und einer Nennleistung von 3 kW. Es zeichnet sich durch einen maximalen Wirkungsgrad von 97,1 % bei halber Nennleistung und eine Leistungsdichte von rund 2 kW/l (33 W/in³) aus.

Im ersten Verbesserungsschritt haben wir die eingangsseitige PFC-Stufe in einen Totem-Pole-Gleichrichter mit nur einem hochfrequenten Brückenzweig umgeändert. Möglich wird dies durch den Einsatz von GaN-Schaltern mit einem RDS(on) von 70 mΩ im HF-Brückenzweig und Superjunction-MOSFETs mit sehr geringem Einschaltwiderstand im niederfrequenten Brückenzweig. Wie bereits erwähnt, bieten GaN-HEMTs verschiedene Modulationsverfahren zur Auswahl. Die Pareto-Front für den nichtlückenden Betrieb (CCM) bei nominalen Betriebsspannungen (Uin = 230 V, Uout = 48 V) und halber Nennleistung ist in Bild 9 dargestellt (untere schwarze Kurve). Um den Wirkungsgrad der PFC-Stufe noch weiter zu erhöhen, gibt es mehrere Ansatzpunkte:

  • Einsatz zweier verschachtelter hochfrequenter Brückenzweige bei der Totem-Pole-Schaltung,
  • Vergrößern der Chipfläche sowohl der bei den hochfrequent als auch bei den niederfrequent schaltenden Transistoren,
  • Totem-Pole-Gleichrichter arbeitet im Dreieckstrommodus (TCM).

Analysiert man die Kosten der verschiedenen Optionen, zeigt sic, dass folgende Maßnahme die kosteneffektivste ist: Verschachtelung zweier HF-Brückenzweige im nichtlückenden Betrieb. Dadurch halbiert sich der mittlere Strom in beiden Brückenzweigen, was zwei entscheidende Vorteile bietet:

  • Da sich der Effektivwert des Stroms reduziert, sinken auch die Leitungsverluste in jedem HF-Zweig (z. B. in der Induktivität und den GaN-Schaltern) deutlich, da diese proportional zum Quadrat des Stroms sind (I² · RDS(on)).
  • Natürliches spannungsloses Schalten (Zero Voltage Switching, ZVS) lässt sich leichter erzielen, wenn die Welligkeit des HF-Stroms (Peak-Peak) mehr als doppelt so hoch ist wie der mittlere Strom. Dies wiederum reduziert die Schaltverluste.
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Bild 10: Leistungssteigerung des 48-V-Servernetzteils durch Einsatz von 35-mΩ-GaN-Transistoren als Primärschalter in der LLC-Stufe und einer Matrixtransformator-Konfiguration.

Bild 9 zeigt, wie stark diese Maßnahmen den Wirkungsgrad und die Leistungsdichte erhöhen (obere schwarze Kurve). Würde die Eingangsstufe zusätzlich noch im TCM-Betrieb laufen, sodass sie über die gesamte Netzperiode spannungslos schaltet, würden die Leitungsverluste über die größeren Chip-Flächen weiter sinken. Allerdings ist diese Vorgehensweise recht aufwendig. Die zusätzliche Chipfläche und die Optimierung der Hochsetzsteller-Spule für größere Brummströme (Ripple Current) mit dünnen Litzen erhöhen sowohl die Kosten als auch die Komplexität der Regelung deutlich, wobei das Verbesserungspotenzial bei der betrachteten Leistungsdichte nur etwa 0,1 % beträgt. Daher ist die CCM-Regelung die bevorzugte Option für effiziente gleichzeitig kostengünstige Wandlerkonzepte.

In der LLC-Stufe bieten sich ebenfalls mehrere Optimierungsmöglichkeiten. Auch hier liegt ein industrietaugliches Design mit Superjunction-MOSFETs mit schneller Body-Diode zugrunde, deren Einschaltwiderstand 31 mΩ beträgt. Die Schaltfrequenz ist relativ niedrig.

Als erste Maßnahme wird die primärseitige Halbbrücke mit GaN-Schaltern mit einem RDS(on) von 35 mΩ ausgestattet. Da diese Schalter eine um eine Größenordnung niedrigeren Ausgangsladung Qoss haben, ist der LLC-Schwingkreis im Hinblick auf die Resonanzfrequenz und die Magnetisierungsspule zu optimieren. Dadurch steigt der Systemwirkungsgrad um etwa 0,3 %.

Zusätzlich lässt sich der Wirkungsgrad um weitere 0,3 % verbessern, indem man den Trafoaufbau in eine Matrixstruktur mit zwei Kernen ändert. Darin sind die Primärwicklungen in Serie geschaltet, die Sekundärwicklungen jedoch parallel. Dieser Ansatz bietet mehrere Vorteile in Bezug auf den Umwandlungswirkungsgrad:

  • Bei der Konfiguration mit einem einzelnen Transformator teilt sich der hohe Ausgangsstrom auf zwei Ausgänge auf. Angenommen, beide Konfigurationen haben vergleichbare Anschlusswiderstände, kann der Einsatz eines Matrixtransformators die gesamten Anschlussverluste deutlich reduzieren.
  • Da die Ströme in den einzelnen Transformatoren niedriger sind, sinkt jeweils auch die Stärke des elektrischen Felds, die die Verluste durch den Proximity-Effekt verursachen.
  • Der Einsatz zweier Synchrongleichrichterstufen sorgt dafür, dass die Verluste dieser MOSFETs über eine größere Fläche verteilt werden. Dies ist vor allem aus thermischer Sicht sehr hilfreich.
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Bild 11: Erreichbare Pareto-Front des gesamten 48-V-Servernetzteils inklusive aller Optimierungsmöglichkeiten bei der PFC- und LLC-Stufe. Gegenüber einem modernen siliziumbasierten Netzteil lassen sich entweder die Leistungsdichte bei gleichem Wirkungsgrad verdoppeln oder die Verluste bei gleicher Leistungsdichte halbieren.

Ein Matrixtransformator ist eigenstabil, weil sich die primärseitige Spannung gleichmäßig auf die in Serie geschalteten Eingangsklemmen aufteilt, der Ausgangsstrom wiederum auf die sekundärseitigen Klemmen der Komponenten. Es ist darauf zu achten, die Streuinduktivität jedes Transformators so weit zu reduzieren, dass sie das Resonanzverhalten der LLC-Stufe nicht verändert. Um die Leistungsfähigkeit weiter zu verbessern, lässt sich die Sekundärseite der Transformatoren von einer Gleichrichtung mit Mittelanzapfung in eine Vollbrücken-Gleichrichterschaltung überführen. Dadurch nutzt man einerseits das Kupfer in den Transformatoren besser aus, andererseits können Synchrongleichrichter-MOSFETs mit geringerer Nennspannung und damit niedrigeren Verlusten eingesetzt werden. Damit lassen sich die Verluste in Transformator und Synchrongleichrichtung weiter reduzieren – allerdings zulasten der Systemkosten.

Kombiniert man die kostengünstigsten Optionen zur Leistungssteigerung sowohl bei der PFC-Stufe (d. h. zwei verschachtelte HF-Brückenzweige mit 70-mΩ-GaN-HEMTs im CCM-Betrieb) als auch bei der LLC-Stufe (d. h. 35-mΩ-GaN-HEMTs auf der Primärseite und Matrixtransformator), so steigt der maximale Systemwirkungsgrad um 0,8 % bis 0,9 %. Somit erreicht das System einen Wirkungsgrad von 98,2 % bis 98,3 %. Schöpft man das volle Potenzial aller verfügbaren Maßnahmen ohne Rücksicht auf die Kosten aus, kommt man auf bis zu 98,5%. Dies ergibt eine Leistungsdichte von etwa 1,8 kW/l (30 W/in³) bis 2,1 kW/l (35 W/in³).

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2. Designbeispiel 12-V-Servernetzteil
3. Designbeispiel 48-V-Servernetzteil
4. Netzteil für Mobilfunk-Basisstationen

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