GaN-Transistoren in Stromversorgungen Neue Stufe der Leistungsfähigkeit

GaN - Eine immer aufs Neue ausbalancierte Stromversorgungs-Technologie.
GaN - Eine immer aufs Neue ausbalancierte Stromversorgungs-Technologie.

Wirkungsgrad, Leistungsdichte und Kosten müssen für eine gegebene Stromversorgungs-Technologie immer aufs Neue ausbalanciert ­werden. Mit der Einführung neuer Technologien wird diese Balance verschoben und eine neue Stufen bei Leistungsfähigkeit und Kosten ­erreicht. GaN ist so eine Technologie.

Moderne Stromversorgungen sind wesentlich effizienter, als sie vor 10 bis 20 Jahren noch waren. Wirkungsgrade von mehr als 90 % über einen weiten Betriebsbereich sind nicht unüblich. Leistungsfähige Stromversorgungen mit Ausgangsspannungen von 12 bzw. 48 V für Server- und Telekom-Applikationen erreichen heute 94 oder sogar 96 % als maximalen Wirkungsgrad, Stromversorgungen für das Premium-Segment mit einem maximalen Wirkungsgrad von 98 % sind bereits angekündigt bzw. verfügbar. Dabei ist offensichtlich, dass der Wirkungsgrad nicht weiter linear gesteigert werden kann; er nähert sich vielmehr asymptotisch den 100 % an, ohne diesen Wert erreichen zu können.

Der Wirkungsgrad ist allerdings nur ein Aspekt der Schlüsselparameter bei Stromversorgungen. Die beiden anderen wichtigen Attribute sind die Leistungsdichte und die Kosten. Alle zusammen – Wirkungsgrad, Leistungsdichte und Kosten – müssen für eine gegebene Stromversorgungs-Technologie immer aufs Neue ausbalanciert werden. So geht ein höherer Wirkungsgrad bzw. eine höhere Leistungsdichte in der Regel mit höheren Kosten einher. Oder, anders ausgedrückt: Bei gegebenen Kosten wird eine Erhöhung des Wirkungsgrades nur mit einer Reduktion der Leistungsdichte möglich sein.

Mit der Einführung neuer Technologien wurde diese Balance verschoben und eine neue Stufe bei Leistungsfähigkeit und Kosten erreicht, die vorher nicht möglich gewesen wäre. So ermöglichte vor etwa 30 Jahren die Einführung von Silizium-Leistungs-MOSFETs Schaltnetzteile mit deutlich höherer Leistungsfähigkeit als mit den bis dahin genutzten bipolaren Sperrschicht-Transistoren. Ein weiterer Leistungssprung wurde vor 15 Jahren mit SiC-Schottky-Dioden erzielt, die heute bei Gleichrichterstufen in effizienten Stromversorgungen sehr verbreitet sind.

Gegenwärtig sind es Leistungstransistoren auf Basis von Gallium-Nitrid (GaN), die erneut die Lösungsmöglichkeiten für Stromversorgungen verändern. Vor allem laterale GaN-HEMTs (High Electron Mobility Transistors) im Anreicherungsbetrieb (Enhancement Mode) setzen neue Maßstäbe. Im Vergleich zu der leistungsfähigsten Silizium-Alternative – den Superjunction-MOSFETs – bieten die GaN-Transistoren eine deutlich geringere Gate- und Ausgangs-Ladung bei gegebenem Kanal-Widerstand. Darüber hinaus haben GaN-HEMTs keine parasitäre Body-Diode und daher auch keine Sperrladung. Das schlechte Sperrverzögerungs-Leistungsverhalten (Reverse Recovery) von Hochvolt-FET-Body-Dioden limitiert ihren Einsatz auf Applikationen, die keine Kommutierung der Body-Diode erfordern. Andererseits weisen GaN-HEMTs in Reverse-Richtung ein Verhalten ähnlich einer Diode auf, allerdings mit »Zero Reverse Recovery« . Damit sind sie prädestiniert für hochfrequente Anwendungen – selbst für solche, die eine Kommutierung der Body-Diode erfordern. Ein gängiges Ziel der meisten Hersteller von Schaltnetzteilen ist es, einen Wirkungsgrad von 95 % zu erreichen. Dieser lässt sich auf Basis moderner Silizium-FETs erzielen. Das nächste Ziel wäre in der Regel, die Leistungsdichte zu erhöhen – also entweder die Abmessungen des Schaltnetzteils bei gegebenem Leistungspegel zu reduzieren oder – was meist der Fall ist – mehr Leistung in ein bestehendes Gehäuse zu packen. Um die Leistungsdichte zu erhöhen, muss notwendigerweise die Schaltfrequenz des Leistungswandlers gesteigert werden. Bei höheren Frequenzen benötigen die magnetischen Komponenten weniger Kupferwicklungen und kommen mit einem kleineren Magnetkern aus – was eine kleinere Gesamtabmessung der Spule ermöglicht. Selbst die Kondensatoren, die die Restwelligkeit am Ausgang reduzieren sollen, können kleiner ausgelegt werden.

Stellfaktor Schaltfrequenz

Aber wie kann die Schaltfrequenz erhöht werden, ohne dabei zusätzliche Schaltverluste in Kauf nehmen zu müssen? Die Antwort liegt in dem Regel-Schema für die jeweilige Topologie. Unabhängig von der Transistor-Technologie ist das sogenannte „Zero Voltage Switching“ (ZVS) einer der Schlüsselfaktoren, um die Schaltverluste zu minimieren und den Betrieb bei höheren Frequenzen zu erlauben. Die Mehrzahl der Topologien für Stromversorgungen basiert auf einem Konzept mit Transistoren, die eine Spannungsquelle auf eine induktive Last schalten. Das Ziel von ZVS ist, die in der parasitären Kapazität gespeicherte Energie des schaltenden Bausteins zusammen mit dem Spulen-Strom zu nutzen, um die Schalter verlustfrei zu kommutieren. Dies erfolgt im Gegensatz zum harten Schalten, wo der Transistor die Kommutierung erzwingt und die in der Baustein-Kapazität gespeicherte Energie „verbraucht“, also in Abwärme umwandelt.

Hartes Schalten

Hartes Schalten ist üblicherweise in der Leistungsfaktorkorrektur-Stufe (PFC) einer Stromversorgung zu finden. Bild 1 zeigt den typischen Signalverlauf für eine Aufwärtswandler-Leistungsfaktorkorrektur (Boost Converter PFC) in dem Moment, wenn der Transistor einschaltet. Bei t0 fließt der Spulenstrom durch die Diode in den Zwischenkreis-Kondensator. Daher liegt die Spannung Usw am Schaltknoten auf der Zwischenkreis-Spannung. Bei t0 wird der Transistor Q1 eingeschaltet und leitet den Strom, der dann bei t1 den Spulenstrom IL erreicht. Hier ist zu beachten, dass sich die Spannung Usw bis zu diesem Zeitpunkt noch nicht verändert hat. Wenn die Bauteil-Diode perfekt wäre und es keine Reverse-Recovery-Ladung gäbe, dann würde sich die Spannung am Schaltknoten bereits bis t1 in Richtung Null bewegen.

Wenn aber D1 eine PN-Sperrschicht-Diode ist – oder eben die Body-Diode eines synchronen Gleichrichters –, dann kann die Diode den leitenden Zustand nicht sofort beenden, womit der Strom im Transistor Q1 mit dem Reverse-Strom der Diode laufend ansteigt. Dies setzt sich fort bis zum Zeitpunkt t2, wenn die Diode schließlich ihre Sperrfunktion ausübt und den Stromfluss unterbricht. Zu diesem Zeitpunkt ist ein signifikanter Reverse-Recovery-Strom zusätzlich zum stationären Induktor-Strom vorhanden. Der Transistor Q1 trägt diesen Spitzenstrom, während gleichzeitig die volle Zwischenkreis-Spannung zwischen den Drain- und Source-Kontakten anliegt. Das resultiert in einer Spitzenleistung, die im Q1-Transistor während des Einschaltens anfällt – hier gezeigt in der P(t)-Kurve (Produkt aus dem Strom durch den Baustein und der Spannung) mit dem Maximum bei t2. Zwischen t2 und t3 entlädt der Strom durch Q1 den Kondensator am Schaltknoten und treibt die Spannung gegen Null. Das „verbraucht“ die in der Dioden-Kapazität und in der Eigenkapazität des Q1 gespeicherte Energie. Zusammengefasst kann festgestellt werden, dass es bei einem harten Schalten drei wesentliche Mechanismen für Verluste je Schaltzyklus gibt:

  • Kommunitations- oder Crossover-Verluste: proportional zur Strom-Anstiegszeit, d.h. schnelleres Schalten bedeutet in der Regel weniger Verluste
  • Reverse-Recovery-Verluste: trifft nicht auf die Schottky-Diode zu und hängt weitgehend von der Dioden-Charakteristik ab. Dioden wie die Body-Diode eines Superjunction-FET können eine relativ große Sperrverzögerungsladung Qrr haben und so die Einschaltverluste dominieren.
  • Eoss-Verluste: Das ist die in der Kapazität des Schaltknotens gespeicherte Energie (einschließlich dem Schalter selbst, der parasitären Kapazität und der Spule), die jedes Mal verlustbringend entladen wird, wenn der Schalter eingeschaltet wird.