Ansteuerung für Aufwärts-Abwärts-Wandler Eine Frage der Betriebsart

Mit einem Buck-Boost-Wandler mit vier Schaltern ist ein hoher Wirkungsgrad nur schwer zu erreichen. Mit der richtigen Betriebsart lassensich aber die Schaltverluste senken und so der Wirkungsgrad verbessern.

Die meisten Gleichspannungswandler werden in Anwendungen eingesetzt, in denen die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung entweder festgelegt sind oder nur in einem schmalen Bereich variieren. Allerdings gibt es ebenfalls Einsatzbereiche, in denen VIN oder VOUT – oder beide – einen weiten Bereich abdecken müssen. Zum Beispiel variiert die Spannung der Batterie in einem Batterielader zwischen dem vollständig entladenen und komplett aufgeladenen Zustand sehr stark, sodass der im Ladegerät verwendete Gleichspannungswandler einen weiten Ausgangsspannungsbereich bieten muss.

Ähnlich ist es in einer unterbrechungsfreien Stromversorgung, in der die Batterie bei einem Netzausfall über den Gleichspannungswandler die Versorgung des Systems übernehmen muss. Die Batteriespannung aber sinkt mit zunehmender Entladung stetig ab, sodass der Eingangsspannungsbereich des Gleichspannungswandlers groß sein muss. Von DC-DC-Wandlern in Telekommunikationsanwendungen schließlich wird ein weiter Eingangsspannungsbereich von 36 V bis 75 V verlangt.

Unter den verschiedenen Schaltungs-Topologien bietet der in Bild 1 (siehe die Bilder 1 bis 4 in der Bildergalerie) dargestellte Aufwärts-Abwärtswandler (Buck-Boost Converter) mit vier Schaltern gute Voraussetzungen für die soeben erwähnten Anwendungen, denn durch Variieren des Tastverhältnisses lässt sich erreichen, dass VOUT entweder größer oder kleiner als VIN ist.

Das Steuern dieses Buck-Boost-Wandlers mit vier Schaltern ist denkbar einfach: Die Hauptschalter Q1 und Q4 werden mit dem Tastverhältnis D angesteuert, die synchronisierenden Schalter Q2 und Q3 dagegen mit 1 – D. Zwar ist die einfache Ansteuerung ein Vorteil, doch führt die Tatsache, dass alle vier Schalter während des normalen Betriebs schalten, zu großen Schaltverlusten. Dadurch ist ein hoher Wirkungsgrad nur schwierig zu erreichen. Verschiedene Betriebsarten ermöglichen es jedoch, die Schaltverluste zu senken und den Wirkungsgrad zu verbessen.

Die verschiedenen Betriebsarten

Zur Reduzierung der Schaltverluste und zur Steigerung der Effizienz lässt man den Wandler abhängig von VIN und VOUT in drei verschiedenen Betriebsarten arbeiten:

  • Fall 1: VIN ist größer als VOUT: Q3 wird ganz ein- und Q4 ganz ausgeschaltet, während Q1 und Q2 mit D beziehungsweise 1 – D angesteuert werden. Hierdurch entspricht die Funktion der eines einfachen Abwärtswandlers (Bild 2).
  • Fall 2: VIN ist kleiner als VOUT: Q1 wird ganz ein- und Q2 ganz ausgeschaltet, während Q4 und Q3 mit D beziehungsweise 1 - D angesteuert werden. Somit entspricht die Funktion der eines einfachen Aufwärtswandlers (Bild 3).
  • Fall 3: VIN ist nahezu gleich VOUT: Q1 und Q4 werden in diesem Fall mit D und Q2 und Q3 mit 1 – D angesteuert. Damit arbeitet der Wandler wie ein traditioneller Buck-Boost-Wandler (Bild 1).

Um ein fortlaufendes Hin- und Herspringen zwischen diesen Betriebsarten zu vermeiden, kommt sowohl beim Wechsel vom Buck- in den Boost-Modus als auch beim Übergang vom Boost- in den Buck-Modus eine Hysterese zum Tragen. Bild 4 gibt die Betriebsarten und den Zusammenhang zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung wieder.

Sowohl im Buck- als auch im Boost-Modus sind jeweils nur zwei Schalter aktiv, sodass sich die Schaltverluste im Vergleich zum traditionellen Buck-Boost-Wandler halbieren und der Wirkungsgrad entsprechend ansteigt. In Anwendungen mit einem großen Eingangsspannungs- oder Ausgangsspannungsbereich wird der Wandler den größten Teil der Zeit im Buck- oder im Boost-Modus arbeiten und nur dann in die traditionelle Buck-Boost-Betriebsart, in der alle vier Schalter schalten, wechseln, wenn sich VIN und VOUT nur sehr wenig unterscheiden.

Bilder: 4

Die verschiedenen Betriebsarten

Bilder 1 bis 4

Ansteuerung des oberen MOSFET

In einer Halbbrücken-Konfiguration schließt die hohe Eingangsspannung die Verwendung von direkten Gate-Treiberschaltungen für einen high-seitigen N-Kanal-MOSFET aus. Stattdessen muss das Gate nach dem Bootstrap-Verfahren angesteuert werden, das wie folgt funktioniert: Wenn der untere MOSFET einschaltet, wird der Schaltknoten auf Masse gezogen. Ein Bootstrap-Kondensator wird über einen Bootstrap-Widerstand und eine Bootstrap-Diode aus der Stromversorgung UDD aufgeladen. Sobald der untere MOSFET abschaltet, fungiert die im Bootstrap-Kondensator gespeicherte Energie als gleitende Bias-Versorgung für die obere Treiberschaltung und kann den oberen MOSFET ansteuern.

Dieses Verfahren funktioniert einwandfrei, solange der obere MOSFET niemals ein Tastverhältnis von 100 Prozent erreicht. Wenn aber der Wandler in der hier beschriebenen Multimode-Konfiguration im Buck-Modus arbeitet, muss Q3 vollständig eingeschaltet sein, also mit 100 Prozent Tastverhältnis arbeiten – dabei muss Q4 vollständig abgeschaltet sein. In diesem Fall besteht keine Möglichkeit zum Laden des Bootstrap-Kondensators und es steht folglich keine gleitende Bias-Spannung für die obere Treiberschaltung zur Verfügung, sodass der obere MOSFET nicht eingeschaltet werden kann. Das gleiche Problem entsteht im Boost-Betrieb, wenn Q1 mit einem Tastverhältnis von 100 Prozent arbeiten muss.

Eine Lösung für das im Buck-Modus bestehende Problem ist es, Q3 und Q4 mit einer sehr geringen Frequenz von beispielsweise 500 Hz anzusteuern und Q4 mit einem sehr geringen Tastverhältnis zu treiben. Die Einschaltzeit von Q4 reicht dabei gerade aus, um den Bootstrap-Kondensator auf einen bestimmten Pegel aufzuladen. Ansonsten wird Q4 abgeschaltet und Q3 die meiste Zeit eingeschaltet sein. Die im Bootstrap-Kondensator gespeicherte Energie kann Q3 über eine lange Zeitspanne eingeschaltet halten. Da Q4 nur für eine sehr kurze Zeitspanne von wenigen hundert Nanosekunden einschaltet – gleichzeitig schaltet Q3 ab –, entstehen hierdurch keine Beeinträchtigungen der Ausgangsspannung. Außerdem ist die Schaltfrequenz von Q3 und Q4 gering, wodurch die Schaltverluste vernachlässigbar. Die gleiche Methode wird angewandt, wenn sich der Wandler im Boost-Modus befindet.

Bild 5 gibt das Treibersignal von Q1 und Q4 im Buck-Modus wieder. Damit Q3 und Q4 mit einer möglichst geringen Schaltfrequenz angesteuert werden können, muss der Bootstrap-Kondensator hinreichend groß dimensioniert sein, sodass für eine lange Zeitspanne die Energie zum Ansteuern von Q3 zur Verfügung steht. Die zum Ansteuern des oberen MOSFET benötigte Energie setzt sich wie folgt zusammen:

  • Gesamt-Gate-Ladung (QG) zum Einschalten des oberen MOSFET.
  • Sperrverzögerungsladung (QRR) und Leckstrom (ILK,D) der Bootstrap-Diode.
  • Ruhestromaufnahme des Pegelumsetzers (IQ,LS) und des Gate-Treibers (IQ,DRV).
  • Leckstrom zwischen Gate- und Source-Anschluss (IGS) einschließlich des Stroms durch einen möglichen Pulldown-Widerstand zwischen Gate und Source.

Angesichts der Vorgabe der gewünschten Einschaltzeit (tON) von Q3 lässt sich mit Gleichung 1 die Mindestkapazität des Bootstrap-Kondensators (CBST) berechnen.

left parenthesis 1 right parenthesis
C subscript B S T end subscript equals fraction numerator Q subscript G plus Q subscript R R end subscript plus open parentheses I subscript L K comma D end subscript plus I subscript Q comma L S end subscript plus I subscript Q comma D R V end subscript plus I subscript G S end subscript close parentheses cross times t subscript O N end subscript over denominator V subscript B S T end subscript minus V subscript U V L O end subscript end fraction

Darin steht VBST für den Anfangswert der Bias-Bootstrap-Spannung an CBST, während VUVLO die Ansprechschwelle der Unterspannungssperre des Treibers ist. Je größer die Kapazität des Bootstrap-Kondensators und damit das Energiespeichervermögen ist, umso länger ist tON und umso geringer ist die Schaltfrequenz.

Gleitende Übergänge zwischen den Betriebsarten

In den Betriebsarten Buck, Buck-Boost und Boost geben die Gleichungen 2, 3 und 4 das Tastverhältnis im nicht- lückenden Betrieb (Continuous Conduction Mode, CCM) an.
Buck-Modus:

left parenthesis 2 right parenthesis
D equals V subscript O U T end subscript over V subscript I N end subscript

Buck-Boost-Modus:

left parenthesis 3 right parenthesis

D equals fraction numerator V subscript O U T end subscript over denominator V subscript I N end subscript plus V subscript O U T end subscript end fraction

Boost-Modus:

left parenthesis 4 right parenthesis
D equals fraction numerator V subscript O U T end subscript minus V subscript I N end subscript over denominator V subscript O U T end subscript end fraction

Wie Gleichung 2 zu entnehmen ist, nimmt im Buck-Modus das Tastverhältnis bei abnehmender Eingangsspannung zu. Nähert sich VIN dem Wert von VOUT, wächst das Tastverhältnis auf fast 100 Prozent. Wenn an dieser Stelle der Wandler in den Buck-Boost-Modus wechselt, in dem Gleichung 3 zum Tragen kommt, muss das Tastverhältnis etwa 50 Prozent betragen. Die Regelschleife muss deshalb sehr schnell das Tastverhältnis von fast 100 Prozent auf circa 50 Prozent verändern, was in einer realen Anwendung aber nicht möglich ist, da die Regelschleife nur eine begrenzte Bandbreite hat, weshalb sich das Tastverhältnis nicht so rapide ändern kann.

Eine ähnliche Situation liegt beim Wechsel des Wandlers vom Buck-Boost- in den Boost-Modus vor. Hier muss das Tastverhältnis von etwa 50 Prozent auf nahezu 0 Prozent wechseln. Hinzu kommt, dass sich beim Wechsel der Betriebsart auch die Übertragungsfunktion des Wandlers ändert, wodurch die bisherige Regelschleifen-Kompensation möglicherweise nicht mehr passt. Eine gut abgestimmte Kompensation im Buck-Betrieb könnte beispielsweise im Buck-Boost- oder Boost-Modus zu Instabilitäten führen. Es ist schwierig, eine Kompensation herauszufinden, die für alle drei Betriebsarten optimiert ist. Lösen lassen sich diese Probleme wie folgt:

  • Separater Betrieb des Wandlers in den drei Betriebsarten.
  • Abstimmung der Regelschleife für eine optimierte Kompensation in jeder Betriebsart.
  • Abspeichern der Kompensationsparameter im Flash-Speicher des Wandlers.

Angenommen, der Wandler befindet sich im Buck-Modus, wenn VIN zurückgeht und sich VOUT nähert. Sobald VIN die Ansprechschwelle zum Wechsel der Betriebsart erreicht, wird vor dem Umschalten in den Buck-Boost-Modus zunächst mit Gleichung 3 das erforderliche Tastverhältnis berechnet, das im Anschluss in die Regelschleife eingegeben wird, um sie zum Umschalten auf das neue Tastverhältnis zu veranlassen. In der Zwischenzeit wird auf die Kompensationsparameter für den Buck-Boost-Modus gewechselt und anschließend in die Buck-Boost-Betriebsart umgeschaltet.

Wenn im Buck-Boost-Modus die Eingangsspannung ansteigt und schließlich die Schwelle zum Wechsel in den Buck-Betrieb erreicht, wird vor dem Wechsel in den Buck-Modus zunächst mithilfe von Gleichung 2 ein neues Tastverhältnis berechnet. Dieses wird anschließend in die Regelschleife eingegeben, damit sie auf das neue Tastverhältnis umschaltet. Zwischenzeitlich wird auf die Kompensationsparameter für den Buck-Betrieb umgeschaltet und daraufhin der Wechselt vom Buck-Boost- in den Buck-Modus ausgeführt. Der gleiche Algorithmus wird beim Übergang vom Buck-Boost- in den Boost-Modus angewandt. Bild 6 gibt den Wechsel zwischen Buck- und Buck-Boost-Betriebsart wieder. Während des Betriebsartwechsels weißt VOUT einen gleichmäßigen Verlauf auf.

Die in diesem Artikel beschriebene Ansteuermethode wurde in einem Buck-Boost-Wandler mit vier Schaltern und 300 W Leistung angewandt, der von einem UCD3138 gesteuert wurde. Bild 7 zeigt den Wirkungsgrad als Funktion der Eingangsspannung bei einer Ausgangsspannung von konstant 40 V und einem gleichbleibenden Laststrom von 5 A. Zum Vergleich wurde derselbe Wandler auf traditionelle Weise mit einer Betriebsart betrieben. Verglichen mit dem konventionellen Betrieb in einer Betriebsart verbessert sich der Wirkungsgrad im Buck- oder Boost-Modus bei der Verwendung mehrerer Betriebsarten um etwa fünf Prozent.

Der Autor

Bosheng Sun
erhielt 1995 den Bachelor- Abschluss der Tsinghua University, Peking, China, und 2003 den Master-Abschluss der Cleveland State University, Ohio, USA, beide in Elektrotechnik. Er kam 2003 zu Core Technologies und 2004 zu Plug Power. Im Jahr 2006 kam er zu Texas Instruments, wo er derzeit als Anwendungstechniker an Hochleistungs- Leistungsstellern arbeitet. Er hält vier US-Patente.