Verluste in drahtlosen Ladesystemen Transfer-Effizienz verbessern

Induktive Ladesysteme und der Einfluss von Resonanzkreisen
Induktive Ladesysteme und der Einfluss von Resonanzkreisen.

Induktive Ladesysteme für E-Autos transferieren Energie durch ein magnetisches Feld zwischen zwei Schwingkreisen. Der Spulenwiderstand verursacht Übertragungsverluste, die die Resonanzfrequenz und den Wirkungsgrad beeinflussen.

Die drahtlose Energieübertragung (Wireless Power Transfer, WPT) gilt als eine der Schlüsseltechnologien, die durch die Vision eines komfortablen Ladevorgangs mittels einfachen Parkens über einer Bodenspule der Elektromobilität zum Durchbruch verhelfen soll [1]. Entsprechend hoch ist der Druck auf die Standardi-sierung von WPT-Systemen, um eine interoperable Realisierung für den Markt sicherzustellen. Einige Automobilhersteller haben bereits zum Ende des Jahres 2017 erste WPT-Systeme angekündigt.

Den prinzipiellen Aufbau eines WPT-Systems zeigt Bild 1. Die Energie aus dem Versorgungsnetz wird in ein LF-Signal mit einer typischen Frequenz von 79 … 90 kHz umgewandelt. Dieses Signal speist den primären Resonanzkreis, der üblicherweise am Boden installiert ist (Ground Assembly, GA). Am Fahrzeug befindet sich der sekundäre Resonanzkreis (Vehicle Assembly, VA). Die Energieübertragung erfolgt über den magnetischen Fluss, welcher beide Spulen durchströmt. Im nächsten Schritt wird das auf der Sekundärseite empfangene Signal gleichgerichtet und die Batterie geladen.

Aufgrund des Luftspalts und der unterschiedlichen Spulengeometrie durchflutet nur ein Teil des von der Primärseite erzeugten magnetischen Flusses die Sekundärspule. Den restlichen Anteil bezeichnet man als Streufluss. Er trägt nicht zur Energieübertragung bei und erhöht den Anteil der Blindleistung und die Verluste im System. Aufgrund der niedrigen Kopplung mit einem typischen Koppelfaktor k = 0,1 … 0,3 zwischen beiden Kreisen stellt der reaktive Blindanteil den Hauptanteil der Scheinleistung außerhalb des Resonanzpunktes dar. Befinden sich jedoch beide Schwingkreise in Resonanz, so wird der Blindanteil weitgehend kompensiert und es kommt zu einer effizienten Übertragung von Wirkleistung mit einem Wirkungsgrad von mehr als 90 Prozent [2].

Parameter eines WPT-Systems

Durch den offenen Aufbau besitzen WPT-Systeme eine Menge variabler Parameter, die den Koppelfaktor k zwischen den beiden Resonanzkreisen beeinflussen. Gleichfalls hat die Lastimpedanz RL der Sekundärseite Einfluss auf die erreichbare Effizienz.

Die Entwürfe zu den Normen IEC 61980-3 [3] oder der SAE J2954 [4] definieren die vier in Tabelle 1 gezeigten Leistungsklassen und eine minimal geforderte Systemeffizienz. Die Systemeffizienz ist typischerweise als Verhältnis der DC-Leistung auf der Sekundärseite zur eingespeisten AC-Wirkleistung definiert. Im Fall einer optimalen Ausrichtung der Spulen zueinander, d.h. einem hohen Koppelfaktor von k > 0,3, sind Werte über 95 Prozent für die Systemeffizienz erreichbar.

Aufgrund der veränderlichen Positionierung des Fahrzeugs über der Bodenspule ist eine Toleranz des Systems bezüglich Fehlpositionierung notwendig. Neben dem seitlichen Versatz kann auch die Größe des vertikalen Spulenabstands, d.h. des Luftspalts je nach Beladung des jeweiligen Fahrzeugs, variieren.

Die in den Normen definierten z-Abstandsklassen mit den entsprechenden Abständen und typischen Koppelfaktoren sind in Tabelle 2 zusammengefasst. Der sekundärseitige Ladestrom und die Ladespannung wurden in einem Beispiel für die drei Leistungsklassen WPT 1 bis WPT 3 berechnet und in Bild 2 dargestellt. Der Lastwiderstand RL ändert sich in Abhängigkeit von der Leistungsklasse zwischen 15 und 50 Ohm in dem betrachteten Spannungsbereich.

Verluste in den WPT-Spulen

Neben dem Koppelfaktor k beeinflussen die Verluste in den WPT-Spulen die Effizienz der Leistungsübertragung von der Primär- zur Sekundärseite. Gemäß [5] setzen sich die Verluste in der HF-Litze der WPT-Spulen aus zwei Hauptkomponenten zusammen:

(1)      PLitz = Pskineffect + Pproximity

Der erste Teil der Gleichung Pskineffect entsteht durch den in der Leitung fließenden Wechselstrom. Die induzierten Wirbelströme verursachen eine inhomogene Verteilung der Stromdichte in der Leitung und verringern somit den effektiven Leiterquerschnitt. Der Drahtwiderstand steigt mit der Frequenz an. Bei 85 kHz beträgt die Skin-Tiefe eines Kupferdrahts etwa 230 µm, d.h. der Durchmesser der Einzeladern in der HF-Litze sollte kleiner als 400 µm sein. Der Einfluss des Skin-Effekts auf den Widerstand eines Massivdrahts und einer HF-Litze ist in Bild 3 dargestellt (durchgezogene Linie).

Der Widerstand einer für WPT-Spulen gebräuchlichen HF-Litze liegt bei etwa 5 mΩ/m [6] [7]. Ausgehend von einer Drahtlänge von ca. 30 m für eine typische WPT-Spule, wie in den Anhängen in [3] und [4] aufgezeigt, liegt der errechnete Widerstand bei ca. 150 mΩ.

Aufgrund der Isolation der Einzeldrähte in der HF-Litze, ist der geometrische Querschnitt der Litze erheblich höher als der tatsächliche Leitungsquerschnitt. Das Verhältnis zwischen Leitungsquerschnitt und der Querschnittsfläche der Isolation liegt bei der berechneten Litze bei Faktor 2. Bei niedrigen Frequenzen ist der Skin-Effekt vernachlässigbar, somit ist der errechnete Widerstand eines Massiv-Drahts halb so groß wie der Widerstand der HF-Litze. Wird nur der Skin-Effekt berücksichtigt, ist der Widerstand eines Massivdrahts (R ≈ 210 mΩ) bei 85 kHz nur um den Faktor 1,4 grösser als der Widerstand der Litze (R ≈ 150 mΩ) mit gleichem Gesamtdurchmesser.

Der zweite Teil der Gleichung berücksichtigt den Proximity-Effekt. Das Magnetfeld verursacht eine zusätzliche Verschiebung der Stromverteilung innerhalb der Leitung. Wie in Bild 3 (gestrichelte Linien) erkennbar ist, ist bei WPT-Spulen der Einfluss des externen Feldes auf den Widerstand der Hauptgrund für die Verwendung einer HF-Litze. Bei einer magnetischen Flussdichte von 2,6 mT steigt der Widerstand aufgrund des externen Proximity-Effekts auf einen Wert von 250 mΩ für die HF-Litze. Der Wert des massiven Volldrahts ist mit 2,3 Ω knapp neunmal so hoch wie bei der HF-Litze. Für die weitere Berechnung der WPT-Spulenverluste wurde im Folgenden ein Wert von 250 mΩ für die Verluste in den Spulenwindungen angesetzt.