PFC-Stufen für Bordladegeräte SiC-Kaskoden sind die Lösung

Bordladegeräte benötigen PFC-Stufen, um die Grenzwerte der EN 61000-3-2 einzuhalten. Brückenlose Totem-Pole-Topologien sind derzeit die bevorzugte Lösung. Dafür eignen sich Siliziumkarbid-Schalter in Kaskodenanordnung, denn sie können hohe Lasten bewältigen und die Leistung bidirektional wandeln.

Schaltnetzteile, wie sie in Batterieladegeräten für Elektrofahrzeuge zum Einsatz kommen, sind stark nichtlineare Lasten. Der eingangsseitige Brückengleichrichter zusammen mit dem großen Zwischenkreiskondensator bewirken, dass nur über einen Teil der Netzperiode hinweg Strom fließt, nämlich wenn die Netzspannung höher ist als die Spannung am Zwischenkreiskondensator. Durch die Netzimpedanz wird die nominell sinusförmige Netzspannung verzerrt und deren Spitze abgeflacht (Bild 1).

Dadurch beinhaltet die Scheinleistung zwei verschiedene Blindanteile: Verschiebungs- und Verzerrungsblindleistung. Vor allem die vielen Oberschwingungen oder Harmonischen mit verschiedenen Amplituden sind ein Problem für die Stromnetze, weshalb die EN 61000-3-2 entsprechende Grenzwerte für Oberschwingungsströme bei bestimmten Harmonischen vorgibt [1,2]. Um diese Grenzwerte einzuhalten, wurden verschiedene PFC-Topologien (Power Factor Correction – Leistungsfaktorkorrektur) entwickelt und implementiert.

Weiterentwicklung der PFC-Stufen

Frühe Verfahren, um die Oberschwingungsströme bei Schaltnetzteilen zu verringern, umfassten Drosseln zwischen Brückengleichrichter und Zwischenkreiskondensator, auch passive PFC genannt. Diese sind allerdings sperrig und unpraktisch für Leistungen über 100 W.

Die gebräuchlichste Lösung heute ist die aktive PFC (Bild 2). Dabei handelt es sich im Grunde um einen Hochsetzsteller (L1, Q1 und D5), der zwischen Eingangsgleichrichter (D1 bis D4) und Zwischenkreiskondensator (C1) sitzt und dessen Ausgangsspannung höher als die maximale Eingangsspannung ist. Der Strom wie auch die Netzspannung werden erfasst, und der Hochsetzsteller zwingt mithilfe der Pulsbreitenmodulation (PWM) den Strom dazu, in Phase mit der Netzspannung zu bleiben. Dadurch verringern sich die Oberwellen, und der Leistungsfaktor steigt. Ein zusätzlicher Nebeneffekt ist, dass der Zwischenkreiskondensator nun bei einer konstanten hohen Spannung arbeitet. Dadurch ist die Energiespeicherung pro Kondensatorvolumen höher (½CU²), sodass sich die Überbrückungszeit (Hold-up Time) bei Netzunterbrechungen verlängert. Alternativ lässt sich auch bei konstanter Überbrückungszeit der Kondensator verkleinern.

Obwohl die Schaltung in Bild 2 schon lange zum Einsatz kommt, ist vor allem der Brückengleichrichter zu einem begrenzenden Faktor für den Gesamtwirkungsgrad geworden. Im Betrieb leiten jeweils zwei Netzdioden im Brückengleichrichter. Da die dort verwendeten pn-Dioden jeweils eine Vorwärtsspannung von etwa 1 V haben, entstehen bei einem 1-kW-Wandler bei 115 V Eingangsspannung allein im Brückengleichrichter mindestens 18 W Verluste. Allein dadurch sinkt der Wirkungsgrad des gesamten Wandlers um zwei Prozentpunkte. Bedenkt man nun, dass die folgenden Wandlerstufen mittlerweile einen Wirkungsgrad von etwa 97 % haben, dann wird klar, dass allein der Brückengleichrichter für fast die Hälfte der Gesamtverluste in einem Netzteil verantwortlich ist. Der Effizienzstandard 80PLUS Titanium fordert von einer solchen Stromversorgung einen Wirkungsgrad von mehr als 96 % bei halber Last. Damit wird der Brückengleichrichter zu einem echten Problem.

Um dies zu ändern wurde versucht, die Brückendioden durch netzsynchrone Silizium-MOSFETs zu ersetzen. Dies erwies sich jedoch als teuer und erfordert einen speziellen, sich selbst versorgenden Controller.

Besser ist es, den MOSFET der PFC-Stufe (Q1 in Bild 2) auch als synchronen Gleichrichter zu verwenden. Für diese brückenlose Totem-Pole-Schaltung werden die Bauteile neu angeordnet (Bild 3, links). Auch die Boost-Diode D5 wird durch einen zu Q1 ähnlichen Schalter ersetzt. Nun wirken Q1 und Q2 sowohl als Boost-Transistor sowie auch als Synchrongleichrichter, die ihre Funktion mit den wechselnden Polaritäten der Netzspannung tauschen. Bei dieser Anordnung fließt der Strom anstatt durch zwei Netzdioden nur noch durch eine Diode sowie den MOSFET. Dies verringert die Verluste beträchtlich, da am MOSFET wesentlich weniger Verluste entstehen als an einer pn-Diode. Der nächste Schritt besteht nun darin, auch die verbleibenden zwei Netzdioden D1 und D2 durch synchrone Schalter zu ersetzen, um den Wirkungsgrad noch weiter zu erhöhen (Bild 3, rechts).

Herausforderungen und Lösungen

Mit der brückenlosen Totem-Pole-PFC gehen jedoch mehrere Probleme einher [3]. So ist nicht nur der Strom zu überwachen, auch der Nulldurchgang der Netzspannung muss zuverlässig erkannt werden. Zudem sind eventuell Probleme beim Soft-Start zu bedenken. Dafür bieten sich spezielle Controller-ICs an, die dies berücksichtigen.

Es gibt jedoch ein besonderes Problem im Zusammenhang mit den verwendeten Schaltern: Beim Schalten von Q1 und Q2 ist immer eine Totzeit nötig, in der keiner der beiden leitet, um potenziell zerstörerische Shoot-through-Ströme zu vermeiden. Während dieser Totzeit fließt der volle Eingangsstrom durch die Body-Diode des MOSFETs. Wird der Baustein in der nächsten Phase des Schaltzyklus in Sperrrichtung vorgespannt, fließt ein hoher Sperrverzögerungsstrom, was zu hohe Verluste und elektromagnetische Störungen (EMI) mit sich bringt. Jegliche Gewinne beim Wirkungsgrad werden damit wieder zunichtegemacht. Die Body-Diode von Hochspannungs-MOSFETs hat im allgemeinen eine sehr große Sperrverzögerung (Reverse Recovery), weshalb die brückenlose Totem-Pole-Schaltung aus diesem Grund nur begrenzt bei höheren Leistungen zum Einsatz kommt. Dies setzt den nichtlückenden Betrieb (CCM, Continuous Conduction Mode) voraus. Beim lückenden Betrieb (Discontinous Conduction Mode, DCM) sowie dem an der Grenze zwischen lückendem und nichtlückendem Betrieb (Critical Conduction Mode) erfordern zwar keine Leitung der Body-Diode, aber aufgrund der damit verbundenen unverhältnismäßig hohen Spitzenströme wären diese Betriebsarten bei hoher Leistung ungeeignet.

Mit der Einführung von Halbleitern mit großer Bandlücke (Wide Bandgap) haben sich die Dinge geändert. SiC-MOSFETs versprechen niedrige Verluste im Kanal, hohe Schaltgeschwindigkeit und eine schnelle Body-Diode. Die Durchlassspannung dieser Diode kann jedoch 2,5 bis 3 V betragen, was wiederum zu hohen Leitungsverlusten führt. Die gespeicherte Energie EOSS in der Bauteilkapazität ist zudem doppelt so groß wie bei einem vergleichbaren Silizium-MOSFET, was zu zusätzlichen Schaltverlusten führt. Selbstsperrende GaN-Bauelemente sind eine Lösung, da sie keine Body-Diode aufweisen. Allerdings ist der flächenspezifische Durchlasswiderstand RDS,A fast doppelt so groß wie bei SiC-MOSFETs. Darüber hinaus bieten sie auch keine Lawinen- oder Kurzschlussfestigkeit, was ihre Zuverlässigkeit in realen Anwendungen infrage stellt. Hinzu kommt, dass SiC-MOSFETs und GaN-Bauelemente kritische Gate-Ansteuerspannungen für einen zuverlässigen und effizienten Betrieb aufweisen.

Es gibt eine Möglichkeit, die Vorteile einer großen Bandlücke zu nutzen: SiC-Kaskoden. Diese kombinieren einen Siliziumkarbid-JFET mit hoher Sperrspannung und einen leistungsfähigen Silizium-MOSFET mit niedriger Sperrspannung in einem Gehäuse. Ihr wesentlicher Vorteil sind die geringen Schaltverluste. Hinzu kommen extrem niedrige Eingangs-, Ausgangs- und Miller-Kapazitäten und eine niedrige gespeicherte Ausgangsenergie EOSS, die sich aus der kleinen Chipgröße ergibt. SiC-Kaskoden bieten einen etwa zehnmal besseren RDS,A-Wert als siliziumbasierte Superjunction-MOSFETs und einen zwei- bis viermal besseren Wert gegenüber GaN-auf-Si- oder GaN-auf-SiC-Schaltern.

Die Body-Diode des Niederspannungs-Silizium-MOSFETs in der Kaskode ist ebenfalls für niedrige Spannungen ausgelegt und kann daher extrem schnell sein, sodass die Sperrverzögerungsströme und -verluste niedrig sind. In Bild 4 sind die Kennlinien der 650-V-SiC-Kaskode UJC06505T von UnitedSiC und des 650-V-Superjunction-MOSFET IPP65R045C7 aus der CoolMOS-C7-Serie von Infineon dargestellt. Man sieht erheblichen Unterschied der etwa 60 Mal geringeren Sperrverzögerungsladung.

Die Gate-Ansteuerung der SiC-Kaskode ist mit einem Betrieb zwischen 0 V und 12 V und absoluten Maxima von ±25 V unkritisch. Die Bauelemente sind robust gegenüber einem Lawinendurchbruch (avalanche-fest) und einem Kurzschluss. Auch haben sie keine Beschränkungen beim du/dt.

Ein Demo-Board von UnitedSiC mit 1,5 kW Nennleistung und den SiC-Kaskoden UJC06505K bei 100 kHz zeigt, dass sich das Effizienzziel 80PLUS Titanium mit einer gewissen Marge erreichen lässt (Bild 5).

Bidirektionale Stromwandlung

Bordladegeräte für Elektrofahrzeuge benötigen wie jedes andere Schaltnetzteil eine Leistungsfaktorkorrektur (PFC-Stufe) und eine Wandlungsstufe, um die Batterie kontrolliert zu laden. Zusätzlich besteht auch ein Interesse daran, Strom von der Batterie an das lokale Netz für die Netzstabilisierung oder zur Nutzung zuhause zurückzuführen – mit entsprechenden finanziellen Vorteilen für den Nutzer. Die brückenlose Totem-Pole-PFC-Stufe ist bezüglich ihres Aufbaus mit einem Vollbrücken-Wechselrichter identisch. Bei einer hochfrequenten PWM-Ansteuerung der netzfrequenzmodulierten Schalter wird der Gleichspannungszwischenkreis zur Energiequelle und das Stromnetz zur Last, was den Energiefluss umkehrt. Die Batterie versorgt den Zwischenkreis durch einen herkömmlichen bidirektionalen isolierten DC-DC-Wandler. Auch hier eignet sich die SiC-Kaskode aufgrund ihrer niedrigen Leitungsverluste und denen in den Body-Dioden.

Die brückenlose Totem-Pole-PFC-Stufe ist eine Topologie, die auf die richtige Halbleitertechnologie gewartet hat. Durch die SiC-Kaskodenschalter steigt der Wirkungsgrad sprunghaft, was die Schaltung als robuste Lösung auszeichnet – mit der interessanten Möglichkeit, eine bidirektionale Leistungswandlung zu konfigurieren. UnitedSiC bietet eine große Auswahl an SiC-Kaskoden, die sich für diese Anwendung eignen.

Referenzen
[1] EN 61000-3-2, Grenzwerte für Oberschwingungsströme (Eingangsstrom ≤16 A pro Phase)

[2] PFC Harmonic Current Emissions Guide to EN 61000-3-2:2014, EPSMA

[3] Bosheng Sun, Control challenges in a totem-pole PFC, Texas Instruments