VisIC Technologies GaN-Halbbrückenmodul mit 1200 V

Bild 1: Das 1200-V-Halbbrückenmodul von VisIC Technology basiert auf GaN-Transistoren.
Bild 1: Das 1200-V-Halbbrückenmodul von VisIC Technology basiert auf GaN-Transistoren.

1200-V-Halbbrückenmodule sind Standardkomponenten in der Umrichtertechnik – viele Jahre bestückt mit Silizium-IGBTs, seit einiger Zeit auch mit Siliziumkarbid-MOSFETs. Nun bietet das israelische Start-up VisIC solche Module mit Galliumnitrid-Transistoren an. Das hat so manchen Vorteil.

Gegenüber 1200-V-Modulen mit Silizium-IGBTs können SiC-MOSFETs mit ihren dynamischen Vorteilen punkten. Gerade für Umrichteranwendungen ist es von Vorteil, wenn die Schaltfrequenzen und damit die Leistungsdichte steigen. Denn bei einer Zwischenkreisspannung (DC-Link) von 800 V begrenzt ist die Schaltfrequenz auch bei modernen IGBTs auf 20 kHz bis 30 kHz begrenzt. Mit SiC-MOSFETs sind dagegen doppelt oder dreimal höhere Frequenzen möglich, bevor die Schaltverluste zu dominieren beginnen. In der Praxis sind demzufolge 800-V-Halbbrücken mit 60 kHz bis 75 kHz gut mit SiC-MOSFETs zu realisieren. Dieser Artikel beschreibt, wie mit GaN-Transistoren die nächste Stufe des schnellen Schaltens hoher Spannungen erreicht werden kann.

Nun bietet die israelische Firma VisIC Technologies ein 1200-V-Halbbrückenmodul basierend auf GaN-Transistoren an (Bild 1). Dieses ist zum Beispiel über Finepower erhältlich. Ein solches Modul kann im Bereich Geschwindigkeit auch gegenüber SiC-MOSFETs neue Maßstäbe setzen. Schaltfrequenzen können weiter erhöht bzw. Schaltverluste gesenkt werden. Baugröße, Gewicht und Preis der Leistungsinduktivitäten würden deshalb am stärksten von Galliumnitrid-Schaltern profitieren.

Allerdings galt bislang, dass für Sperrspannungen ab etwa 1000 V Halbleiterschalter aus Siliziumkarbid besser geeignet sind als solche aus Galliumnitrid, denn die heute verfügbaren GaN-Schalter haben laterale Strukturen, SiC-MOSFETs jedoch vertikale Strukturen. Zwar lassen sich auch mit lateralen Strukturen hohe Sperrspannungen erzielen, dies geht aber zulasten der Chipfläche und damit der Bauteilgröße. Dies wiederum schlägt sich in den Kosten negativ nieder, sodass sich dieser Ansatz irgendwann wirtschaftlich nicht mehr trägt. VisIC hat einen Weg aus diesem Dilemma gefunden und konsequent eine Produktidee in Form von 1200-V-Halbbrückenmodulen entwickelt.

Das im Jahr 2010 gegründete israelische Unternehmen hat von Beginn an andere Wege bei der Entwicklung ihrer 650-V-GaN-Schalter eingeschlagen als die Mitbewerber. Es fertigt seine 18-mΩ-Schalter in undotierter Technologie. Dadurch fällt die Störstellendichte deutlich niedriger aus, etwa zwei bis drei Größenordnungen unter der von dotiertem Material. Dadurch steigen vor allem Zuverlässigkeit und Lebensdauer gerade bei hochwertigen Zielapplikationen. Aber auch der spezifische Einschaltwiderstand sowie die Ein- und Ausschaltenergie werden positiv beeinflusst. Leider bedeutet dies für den GaN-Schalter, dass er selbstleitend (normally on) ist.

Ein solches Depletion-Mode-Bauteil ist – abgesehen von Nischenanwendungen – kaum sinnvoll einsetzbar. Einige Wettbewerber setzen deswegen auf eine Kaskode aus selbstleitendem GaN-Transistor und einem n-Kanal-MOSFET, was aber andere Nachteile hat, etwa im Hinblick auf die Langzeitzuverlässigkeit. Besser ist es, den selbstleitenden GaN-Schalter direkt mit einem Standard-MOSFET-Treiber anzusteuern und dieses Bauteil mit einem statischen p-Kanal-MOSFET in Serie in ein selbstsperrendes Bauteil zu überführen [1].

Wie GaN selbst sperrt

Ein selbstsperrendes Bauelement muss unter allen Umständen sperren, solange es der Anwender will. Dies setzt voraus, dass die Sperrfunktion auch sichergestellt sein muss, wenn gar keine Steueranschlüsse belegt sind und auch dann, wenn die Betriebsspannung für den Treiber nicht ausreicht, um die notwendige Abschnürspannung (Pinch-off Voltage) für den GaN-Schalter sicherzustellen (Self-UVLO-Funktion, Under-Voltage Lock-Out). 

Erst wenn der hierfür notwendige Wert überschritten ist, darf das Bauelement dem PWM-Ansteuersignal am Ausgang eines Treibers folgen. Bild 2 zeigt die innere Beschaltung des Einzelschalters V80N65B. Gleichzeitig ist dargestellt, wie dieser Baustein von einem floatenden, isolierten MOSFET-Treiber angesteuert wird. Um das selbstsperrende Verhalten zu erläutern, betrachten wir hier drei verschiedene Phasen.

  • Phase 1 

Über dem Bauteil liegt nur die Arbeitsspannung, zum Beispiel +400 V von Drain nach Source. Alle Eingänge des Bauteils sind unbeschaltet. Durch den gemeinsamen Gate-Source-Widerstand von Q2 und Q3 sind beide p-Kanal-MOSFETs gesperrt. Das Gate des selbstleitenden Depletion-Mode-HEMT (Q1) ist über D1 auf die Source des Bausteins (= Drain von p-Kanal-MOSFET Q2) geklemmt. Bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V ist Q1 voll durchgesteuert. Dadurch steigt die Source-Drain-Spannung von Q2 sofort nach Anlegen der Arbeitsspannung soweit an, bis die Spannungsdifferenz zwischen Gate und Source von Q1 der Abschnürspannung (ca. –7 V) entspricht. Der Spannungsabfall über Q2 entspricht also etwa der Abschnürspannung von Q1. Über dessen Drain-Source-Strecke fällt dann die Differenz bis zur Arbeitsspannung ab.

  • Phase 2

Wie bei Phase 1 liegt die Arbeitsspannung über dem Bauteil an. Zusätzlich ist jedoch der Gate-Treiber beschaltet (Bild 2). Die Betriebsspannung des Treibers Vdd steigt »langsam« an, hat aber noch nicht den Wert erreicht, der zum sicheren Schalten des GaN-Schalters ausreicht. Unabhängig davon, ob der Treiber unter diesen Bedingungen ein Ausgangssignal liefert oder nicht, muss der GaN-Schalter also weiterhin sperren. Diesem Zweck dient die im Bauteil integrierte UVLO-Schalung aus D2 und Q4. Die Z-Diode D2 hält Q4 solange gesperrt, bis die Treiber-Betriebsspannung Vdd einen Wert erreicht hat, der für das sichere Schalten des GaN-Chips nötig ist. Sobald D2 und Q4 leiten, schaltet die negative Treiberspannung Drv-GND die beiden p-Kanal-MOSFETs Q2 und Q3 statisch ein. Q2 verbindet dann über seinen sehr geringen RDS(on) das Source-Terminal des Bausteins mit dem Source-Anschluss des GaN-Chips. Gleichzeitig legt Q3 die positive Treiberspannung Vdd an den Source-Anschluss von Q1.

  • Phase 3 (Normalbetrieb)

Von nun an bestimmt einzig der Treiberausgang den Zustand des GaN-Schalters in positiver Logik. Ist der Treiberausgang low, so liegt das Gate von Q1 bei 0 V, Vdd über Q3 jedoch an Source. Da die Treiber-Betriebsspannung höher ist als die Abschnürspannung, ist Q1 also sicher ausgeschaltet. Schaltet der Treiber infolge seines PWM-Eingangssignals auf high, so legt der ON-Schalter des Treibers die Treiberspannung Vdd ans Gate von Q1. Damit haben Gate und Source gleiches Potenzial, sodass Q1 voll eingeschaltet ist.