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High-Power-DC/DC-Wandler

EMV- und Effizienzoptimierung

19. Januar 2021, 09:00 Uhr   |  Von Andreas Nadler

EMV- und Effizienzoptimierung
© Bild: Würth Elektronik eiSos | Shutterstock

Effizienz und EMV-Kompatibilität sind zwei zentrale Richtlinien für die Entwicklung von Schaltreglern. Was beim Auslegen des Layouts und bei der Wahl der Bauelemente beachtet werden sollte, zeigt dieser Beitrag am Beispiel eines 100-W-Buck-Boost-DC/DC-Designs.

Die Wahl der passenden Kondensatortechnologie, Speicherinduktivitäten, Schaltfrequenz und Halbleiter ist entscheidend für den Wirkungsgrad eines DC/DC-Schaltreglers. Doch auch wenn dieser erreicht wird: Marktreif ist der Schaltregler nur, wenn er auch alle notwendigen EMV-Richtlinien einhält – bzw. das Endprodukt, in das er integriert wird. Hierzu müssen am Ein- und Ausgang oftmals noch passende Filter eingeplant werden, um die Störaussendung zu reduzieren. Bei hohen Eingangs- und Ausgangsströmen ist es jedoch schwierig, einen Kompromiss zwischen Effizienz, Baugröße, Dämpfung und Kosten der Filter sowie der eigentlichen Leistungsstufe zu finden.

Entwicklungsparameter

Exemplarisch soll ein Buck-Boost-Konverter entwickelt werden mit folgenden Anforderungen:

  • Bis 100 W Pout bei 18 Vout und Vin = 14 – 24 V (DC), woraus folgt Iin max = 7 A und Iout max = 5,55 A
  • Wirkungsgrad größer 95 % bei 100 W Ausgangsleistung
  • Einhaltung der Emissionen (geleitet und gestrahlt) der Klasse B nach CISPR32
  • Geringe Restwelligkeit der Ausgangsspannung (kleiner 20 mVpp)
  • Keine Schirmung möglich
  • Lange Kabel am Eingang sowie am Ausgang (je 1 m)
  • Möglichst kompakt
  • Möglichst kosteneffizient
Demoplatine für einen 100-W-Buck-Boost-Konverter.
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 1. Demoplatine für einen 100-W-Buck-Boost-Konverter.

Eine Demoplatine des Entwurfs zeigt Bild 1. Aufgrund dieser strikten Anforderungen ist es unerlässlich, ein sehr niederinduktives sowie kompaktes Layout zu erstellen und Filter zu verwenden, die auf den Wandler abgestimmt sind. Betrachtet man die EMV, sind die Kabel am Eingang und Ausgang die dominanten Antennen im Frequenzbereich bis 1 GHz.

Prinzipschaltbild der hochfrequenten ΔI/Δt-Schleifen (rot) und der kritischen ΔU/Δt-Schaltknoten (grün) je nach Betriebsmodus des DC/DC-Konverters.
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 2. Prinzipschaltbild der hochfrequenten ΔI/Δt-Schleifen (rot) und der kritischen ΔU/Δt-Schaltknoten (grün) je nach Betriebsmodus des DC/DC-Konverters.

Da ein moderner 4-Switch-Buck-Boost-Konverter (kaskadierter Ab-/Aufwärtswandler) je nach Betriebsart sowohl am Eingang als auch am Ausgang hochfrequente Stromschleifen aufweist, wie in Bild 2 dargestellt, müssen sowohl der Eingang als auch der Ausgang gefiltert werden.So soll verhindert werden, dass die hochfrequenten Störungen, die durch schnelle Schaltvorgänge der MOSFETs entstehen, über die Kabel geleitet und abgestrahlt werden. Für das Anwendungsbeispiel wurde der Schaltregler LT3790 von Linear Technology (Analog Devices) verwendet. Er bietet eine hohe Freiheit beim Design durch einen weiten Eingangsspannungsbereich bis 60 VDC, eine einstellbare Schaltfrequenz und die Möglichkeit, bis zu vier externe MOSFETs über den Schaltregler anzusteuern.

Vereinfachtes Schaltbild der Leistungsstufe des Designs.
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 3. Vereinfachtes Schaltbild der Leistungsstufe des Designs.

Die Eckdaten des Designs beruhen auf einer doppelseitig bestückten Leiterplatte mit 6 Lagen und einer Schaltfrequenz von 400 kHz. Der Stromrippel an der Drossel soll ca. 30 % des Nennstroms betragen. Die eingesetzten 60-V-MOSFETs weisen einen geringen Durchgangswiderstand (RDS(on)) und geringen thermischen Widerstand (Rth) auf. In Bild 3 ist ein vereinfachtes Layout der Schaltung dargestellt.

Auswahl der Induktivität

Mithilfe der Simulationssoftware Redexpert lässt sich eine passende Drossel mit wenig Zeitaufwand selektieren. Dazu müssen in diesem Fall einmal alle Betriebsparameter (Eingangsspannung Vin, Schaltfrequenz fsw, Ausgangsstrom Iout, Ausgangsspann Vout, und der Rippelstrom ΔI) für den Buck- und ein zweites Mal für den Boost-Betrieb eingegeben werden. Im Buck-Betrieb ergeben sich eine höhere Induktivität und ein kleinerer maximaler Spitzenstrom (7,52 µH/5,83 A). Im Boost-Betrieb ergeben sich eine kleinere Induktivität, aber dafür ist der maximale Spitzenstrom größer (4,09 µH/7,04 A). Im Vergleich zu anderen Design-Tools können mit Redexpert nicht nur statische Parameter verglichen werden, sondern auch alle applikationsspezifischen und damit variablen Parameter wie die resultierende Bauteilerwärmung und die komplexen AC- und DC-Verluste.

Im vorliegenden Fall fiel die Wahl auf eine geschirmte Spule der WE-XHMI-Serie mit 6,8 µH und 15 A Nennstrom. Sie zeichnet sich durch einen sehr geringen RDC und äußerst kompakte Abmaße von nur 15 x 15 x 10 mm (L x B x H) aus. Eine innovative Kernmaterialmischung erlaubt zudem ein weiches und temperaturunabhängiges Sättigungsverhalten.

Auswahl der Eingangskondensatoren

Aufgrund der hohen Pulsströme durch die Abblockkondensatoren und der geforderten niedrigen Restwelligkeit ist die Kombination aus Aluminium-Polymer- plus Keramikkondensatoren die beste Wahl. Durch die Festlegung des maximal erlaubten Spannungsrippels am Ein- und Ausgang lassen sich mithilfe der folgenden Formeln die benötigten Kapazitäten berechnen.

C subscript i n end subscript greater or equal than fraction numerator D x left parenthesis 1 minus D right parenthesis cross times I subscript o u t space m a x end subscript over denominator increment V subscript i n space p p end subscript cross times f subscript s w end subscript end fraction equals fraction numerator 0 comma 78 cross times left parenthesis 1 minus 0 comma 78 right parenthesis cross times 5 comma 5 space A over denominator 100 space m V subscript p p end subscript cross times 400 space k H z end fraction equals 21 mu F

Hierbei steht D für das Tastverhältnis (Duty Cycle) und wurde anhand der Simulation in Redexpert mit 0,78 festgelegt. Ausgewählt wurden sechs mehrschichtige Keramikkondensatoren (MLCC) mit jeweils 4,7 µF / 50 V / X7R vom Typ WCAP-CSGP 885012209048. Sie stellen eine Gesamtkapazität von 28,2 µF zur Verfügung.

Mithilfe von Redexpert lässt sich einfach und schnell das DC-Bias der Kondensatoren bestimmen, wodurch sich ein auf die Applikation angelehnter Wert ergibt. Dadurch ist mit einer 20 % geringeren Kapazität bei 24 V Eingangsspannung zu rechnen. Somit ergibt sich eine effektive Kapazität von nur noch 23 µF, was aber immer noch ausreichend ist. Parallel zu den Keramikkondensatoren wird noch ein 68-µF/35-V-WCAP-PSLC-Aluminium-Polymer-Kondensator mit einem 0,22-Ω-SMD-Widerstand in Reihe geschaltet. Dies dient zur Einhaltung der Stabilität in Bezug auf die negative Eingangsimpedanz des Spannungswandlers in Kombination mit dem Eingangsfilter. Da dieser Kondensator ebenfalls einem gewissen Anteil der Pulsströme ausgesetzt ist, ist in diesem Fall ein Aluminium-Elektrolyt-Kondensator weniger gut geeignet. Dieser würde sich, bedingt durch die höheren parasitären Widerstände (höherer ESR), sehr stark erwärmen.

Auswahl der Ausgangskondensatoren

Die nötige Ausgangskapazität wird nach folgender Formel berechnet.

C subscript o u t end subscript greater or equal than fraction numerator increment I subscript L _ B u c k space M o d e end subscript over denominator 8 cross times V subscript o u t space r i p p l e end subscript cross times f subscript s w end subscript end fraction equals fraction numerator 1 comma 66 space A over denominator 8 cross times 20 space m V cross times 400 space k H z end fraction equals 25 mu F

Als Ausgangskondensatoren werden wieder sechs MLCC vom obigen Typ mit jeweis 4,7 µF / 50 V / X7R gewählt. Bei 15 % DC-Bias verbleiben von den 28,2 µF noch 24 µF. Zusätzlich wird ein Aluminium-Polymer-Kondensator (WCAP-PSLC 220 µF/25 V) für eine ausreichend schnelle Reaktionsfähigkeit bei aufkommenden Transienten mit eingeplant.

Layoutanalyse

EMV-optimiertes Layout der TOP-Lage des Buck-Boosts (Ansicht ohne die Ein- und Ausgangsfilterbänke).
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 4. EMV-optimiertes Layout der TOP-Lage des Buck-Boosts (Ansicht ohne die Ein- und Ausgangsfilterbänke).

Welche Erwägungen in das Layout der Leiterplatte eingingen, wird im Folgenden erläutert. Die Zahlen der einzelnen Punkte verweisen auf die Bilder 4 und 5.

1. Die Eingangs- und Ausgangsschleifen mit hohem ΔI/Δt sind durch die örtlich enge Anordnung der Keramik-Stützkondensatoren sehr kompakt
2. Separate AGND-Kupferfläche für den empfindlichen, hochohmigen analogen Schaltungsteil (nur an PIN30 verbunden mit PGND)
3. Bootstrap-Schaltung sehr nah und kompakt am Schaltregler-IC
4. Strommessleitungen zu den Shunts sind als differenzielle Leitungen ausgeführt
5. Breitbandiger Pi-Filter für die Entkopplung der internen Spannungsversorgung des Schaltregler-IC

EMV-optimiertes Layout der BOTTOM- Lage des Buck-Boosts mit den vier Leistungs-MOSFETs, den restlichen Abblockkondensatoren, dem Shunt und den Freilaufdioden.
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Bild 5. EMV-optimiertes Layout der BOTTOM- Lage des Buck-Boosts mit den vier Leistungs-MOSFETs, den restlichen Abblockkondensatoren, dem Shunt und den Freilaufdioden.

6. Einsatz möglichst vieler Vias für niederinduktive und niederohmige Anbindung auf die Leiterplattenunterseite und die inneren PGND-Lagen
7. Große Kupferflächen sind eine hervorragende Wärmesenke und bieten einen geringen RDC, allerdings dürfen diese vor allem an den beiden „heißen“ ΔU/Δt-Schaltknoten nicht unnötig groß werden, um keine ungewollte Antenne darzustellen
8. Strom-Shunt mit Reverse-Geometrie für noch geringere parasitäre Induktivität; zudem ist die Masche der HF-Stromschleife somit minimal
9. Ultrafast-Recovery-Schottky-Dioden direkt platziert neben den entsprechenden FETs
10. Große Kupferflächen sind eine hervorragende Wärmesenke und bieten einen geringen RDC, allerdings dürfen diese vor allem an den beiden »heißen« ΔU/Δt-Schaltknoten nicht unnötig groß werden, um keine ungewollte Antenne darzustellen. Des Weiteren ergibt sich eine bessere Kühlmöglichkeit für die Halbleiter auf der Leiterplattenunterseite, da keine weiteren großen Bauelemente eine thermische Anbindung verhindern. Die Eingangs- und Ausgangsschleifen mit hohem ΔI/Δt sind durch die örtlich enge Anordnung der Keramik-Stützkondensatoren zu den FETs sehr kompakt. Durch die geometrische Anordnung und die Verwendung von Kupferflächen ist die Anbindung der FETs sowie des Shunts untereinander sehr niederohmig und niederinduktiv.

Analyse des Layouts der Zwischenlagen

Alle vier Zwischenlagen sind als PGND-Kupferflächen ausgeführt. Das hat eine Reihe von Vorteilen: Zunächst sind Wärmeverluste homogen verteilt und Hin- und Rückstromweg bilden immer eine möglichst geringe Flächenmasche – somit wird eine EMV-kritische magnetische Rahmenantenne minimiert. EMV-kritische HF wird zu einem gewissen Anteil in den PGND-Flächen in Wärme umgewandelt (Wirbelstromeffekt) und somit absorbiert. Dieser Effekt ist umso größer, je näher die PGND-Flächen an den HF-kritischen Bauteilen platziert werden. Eine partielle Schirmung wird realisiert. Die Zuleitungen zu den Gates der MOSFETs werden innerhalb von zwei PGND-Lagen geführt und sind somit vollständig geschirmt. Am Rand der PGND-Lagen werden im regelmäßigen Abstand Vias mit GND-Potenzial platziert. Diese wirken einer potenziellen Kantenabstrahlung entgegen.

EMV-Messungen ohne Filter

Um den meisten Einsatzgebieten gerecht zu werden, sollte der DC/DC-Wandler in der Störaussendung die Grenzen der Klasse B (Haushalt) einhalten, sowohl im geleiteten (150 kHz bis 30 MHz) als auch im gestrahlten (30 MHz bis 1 GHz) Bereich. Neben der Einfügedämpfung ist es bei den hier benötigten Strömen besonders wichtig, dass die induktiven Bauelemente einen möglichst geringen RDC haben, um die Effizienz sowie die Eigenerwärmung in einem akzeptablen Bereich zu halten. Ein geringer RDC bedeutet oftmals leider auch eine größere Bauform. Daher ist es auch hier besonders wichtig, auf modernste Bauelemente zurückzugreifen, die einen guten Kompromiss zwischen RDC, Impedanz und Baugröße bieten. Besonders geeignet sind in diesem Fall sowohl die Serie WE-MPSB als auch eine kompakte Bauform der Serie WE-XHMI.

Messung der gestrahlten Störaussendung bei 100 W Ausgangsleistung ohne Filter am Ein- und Ausgang.
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Bild 6. Messung der gestrahlten Störaussendung bei 100 W Ausgangsleistung ohne Filter am Ein- und Ausgang.

Bei den kapazitiven Bauelementen für die Filter über einen Kapazitätswert von 10 µF kann man günstige Aluminium-Elektrolyt-Kondensatoren (wie z. B. WCAP-ASLI) verwenden. Anders als bei den oben genannten Stützkondensatoren treten hier keine hohen Rippelströme auf (die Filterinduktivität blockt diese Ströme effektiv ab) oder müssen diese nicht für hohe Rippelströme geeignet sein. Somit ist ein größerer ESR unproblematisch. Ein hoher ESR ist an dieser Stelle sogar hilfreich, weil er die Filtergüte gering hält und somit weiteren unerwünschten Oszillationen vorbeugt.

Messung der gestrahlten Störaussendung ohne Filter am Ein- und Ausgang.
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Bild 7. Messung der gestrahlten Störaussendung ohne Filter am Ein- und Ausgang.

In Bild 6 ist der Abstand zum Grenzwert bei ca. 180 MHz sehr gering und kann bei Nachmessungen zu Problemen führen.

Die Ursache ist die schnelle Rückerholzeit des Schottky-Recovery-Stroms, wodurch parasitäre LC-Schwingkreise angeregt werden.

Die leitungsgebundene Störausstrahlung in Bild 7 zeigt erwartungsgemäß, dass die Grenzwerte der Klasse B trotz gutem Layout nicht einzuhalten sind.

Bauelemente für Ein- und Ausgangsfilter

Blockschaltbild der Filterelemente für je drei verschiedene Frequenzbereiche.
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 8. Blockschaltbild der Filterelemente für je drei verschiedene Frequenzbereiche.

Das oberste Auswahlkriterium für die Bauelemente des Filters ist, dass sie eine breitbandige Entstörung von 150 kHz bis 300 MHz für leitungsgeführte und gestrahlte EMV ermöglichen. Der Filteraufwand lässt sich reduzieren, indem am Eingang bzw. Ausgang kurze oder gar keine Kabel verwendet werden. Bild 8 macht die Wirkbereiche der einzelnen Filterkomponenten im jeweiligen Frequenzbereich deutlich.

Layout der Leiterplattenoberseite

Beide Filterbänke sind so angeordnet, dass sich möglichst keine induktive und kapazitive Verkopplung mit dem Hauptteil der Schaltung ergibt, wodurch die Filterwirkung eventuell kompromittiert werden könnte. Die PGND-Kupferflächen in den Innenlagen werden nur an den beiden Aluminium-Elektrolyt-Kondensatoren des Filters angebunden. Unterhalb der Filterbänke ist auch in den Zwischenlagen kein Kupfer. Somit wird eine galvanische Verkopplung vermieden, welche die Entstörwirkung der Filterkondensatoren verringern würde. Die T-Filter sind so ausgeführt, dass möglichst keine unerwünschten kapazitiven und induktiven Verkopplungen innerhalb der drei Bauelemente stattfinden. Unter den beiden stromkompensierenden Drosseln wird das Kupfer freigestellt, um eine kapazitive Verkopplung zu minimieren. Die Auswahlkriterien für die stromkompensierten Drosseln waren:

  • Möglichst viel Gleichtaktimpedanz über ein breites Frequenzspektrum (hier 150 kHz bis 300 MHz)
  • Sektionelle Wickeltechnik für möglichst viel Streuinduktivität (Gegentaktentstörung)
  • Geringer RDC
  • Kompakte Bauform und SMT
Ansicht der obersten Schicht einschließlich aller Filterelemente zur Einhaltung der CISPR32-Klasse B.
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Bild 9. Ansicht der obersten Schicht einschließlich aller Filterelemente zur Einhaltung der CISPR32-Klasse B.

Die zusätzlichen Verluste durch die Filter ergeben sich durch die ohmschen Verluste der Induktivitäten und betragen am Ausgangsfilter 907 mW (I2 x RDC = 5,5 A2 x 30 mΩ) und am Eingangsfilter 902 mW (I2 x RDC = 7 A2 x 18.4 mΩ). Eine Ansicht der obersten Leiterplattenschicht mit Filterelementen ist in Bild 9 gezeigt.

Messung der Temperatur und Effizienz mit Filter

Bei 100 W Ausgangsleistung und einer Umgebungstemperatur von T = 22 °C ergibt sich eine gemessene Effizienz von 96,5 % im Buck-Mode und 95,6 % im Boost-Mode. Die maximale Bauteiltemperatur liegt unter 64 °C (Bild 10 und 11 der Bildergalerie unten), was einen guten Spielraum für höhere Umgebungstemperaturen sowie einen geringen Stress für die Bauelemente bedeutet. Der Wirkungsgrad bewegt sich ebenfalls auf einem sehr hohen Niveau, besonders, wenn man bedenkt, dass hierbei alle Bauelemente für die Filter bereits berücksichtigt sind.

In Bild 12 und 13 (siehe Bildergalerie unten) sind deutlich die verbesserten Messergebnisse der Schaltung mit den aufgebauten Filtern zu erkennen. Sowohl die deutlichen Peaks im unteren Frequenzbereich der leitungsgebundenen Störausstrahlung als auch die komplette Messkurve der gestrahlten Störaussendung liegen nun mit genug Reserve unterhalb der geforderten Grenzwerte.

Messung der Temperatur und Effizienz mit Filter

Messung der Temperaturen....
 ....der oberen und unteren Lage.
Messung der gestrahlten Störaussendung mit den oben genannten Filtern am Ein- und Ausgang. Es kann über den gesamten Messbereich genug Abstand zum Grenzwert (horizontal und vertikal) eingehalten werden.

Alle Bilder anzeigen (4)

Messung der Temperatur und Effizienz mit Filter

Trotz eines sehr sorgfältig ausgeführten Layouts sowie passender aktiver und passiver Bauelemente lässt sich mit den strengen Vorgaben (lange Leitungen, fehlende Schirmung etc.) kein Klasse-B-konformer High-Power- DC/DC-Konverter ohne weitere zusätzliche Filter realisieren. Da dies allerdings zu erwarten war, konnte man schon im Vorfeld passende Filter auslegen. Das Ergebnis ist ein flexibel einsetzbarer, hoch effizienter und Klasse-B-konformer 100-W-Buck-Boost-Konverter. Um eine noch kompaktere Leiterplatte zu erstellen, könnte man z. B. die beiden Filterbänke um 90 ° gedreht oder auch auf der Leiterplattenunterseite anordnen. Design- und Simulationssoftware wie Redexpert und LTSpice helfen, schnell und kostengünstig das jeweilige Ziel zu erreichen.

Der Autor

Andreas Nadler | Würth Elektronik eiSos
© Bild: Würth Elektronik eiSos

Andreas Nadler hat sieben Jahre als Hardwareentwickler im Bereich Stromversorgungen, EMV und Sensorik gearbeitet. Seit 2015 ist er bei der Würth Elektronik eiSos als Field Applikation Engineer tätig.

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