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Die häufigsten Fehler in Controller-Designs

04. Oktober 2018, 14:30 Uhr   |  Von Mathew Jacob

Die häufigsten Fehler in Controller-Designs
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Schaltungsfehler in Controller-Designs führen zu unerwünschten Auswirkungen. Doch wie lassen sich Fehler vermeiden?

In Leistungswandler-Anwendungen sind Controller ein Muss, wenn hohe Ströme benötigt werden. Bestimmte Fehler treten immer wieder in Regler-Designs auf. Dabei lassen sie sich durchaus vermeiden.

Wandler mit integrierten FETs reichen für Designs mit geringen und mittleren Strömen meist aus. Der Umstieg auf Controller wird dann nötig, wenn der Ausgangsstrom größer als 5 A ist. Der Hauptgrund dafür ist das Problem der Entwärmung. Manchmal kann aber auch das Erreichen einer bestimmten Wirkungsgradvorgabe eine Rolle spielen. In diesem Fall wird ein Controller gewählt, um Flexibilität bei der Dimensionierung der FETs zu haben.

In einem anderen Fall kann ein Ausgangsstrom von 10 A erforderlich sein, der grundsätzlich sowohl mit einem Controller als auch mit einem Wandler realisierbar wäre. Die Wahl fällt dann häufig auf einen Controller, weil er Vorteile bezüglich der Wiederverwendbarkeit bietet. Ein 10-A-Controller-Design lässt sich auf 20 A umstellen, indem die externen Bauelemente wie FETs und Induktivität verändert werden.

Designs dieser Art werden häufig als Baugruppen für unterschiedliche Ausgangsspannungen und -ströme verwendet. Beim Kopieren einer solchen Baugruppe auf ein anderes Design kann es jedoch ebenfalls zu Fehlern kommen.

Fehler 1

Unstimmigkeiten zwischen Regler-Ausgangsstrom, Schaltfrequenz und FET

Für den LM3495 von TI ist beispielsweise für den UVLIN5-Pin ein Strom von 25 mA spezifiziert. Hierbei handelt es sich um den Maximalstrom des internen 4,7-V-Linearreglers. In diesem Beispiel ist die Schaltfrequenz auf 1,5 MHz eingestellt. Als Regler-FET kommt ein NexFET des Typs CSD86360Q5D zum Einsatz. Die Gesamt-Gateladung Qg des Regler-FET beträgt 10 nC, der Qg-Wert des Synchron-FET liegt bei 23 nC und der Strom, den der Linearregler liefern muss, beträgt (Qg_control+Qg_sync)∙fSW, also im vorliegenden Fall (10 + 23)∙10 – 9 ∙ 1,5 ∙ 106 = 50 mA.

Der Strombedarf von 50 mA übersteigt den erlaubten Maximalwert des LM3495 von 25 mA und hätte ein starkes Einbrechen der Ausgangsspannung des Linearreglers zur Folge. Dadurch würde die Gate-Treiberspannung für den FET im Betrieb deutlich geringer ausfallen oder gar auf Null absinken. Akzeptabel wäre eine solche Konfiguration dagegen für den LM27403, dessen UDD/Linear­regler-Ausgangsstrom 106 mA beträgt.

Um den CSD86360Q5D zusammen mit dem LM3495 zu verwenden, muss die Schaltfrequenz niedriger angesetzt werden, sodass die Fähigkeiten des internen Linearreglers des LM3495 nicht überschritten werden. Bei 300 kHz Schaltfrequenz etwa reduziert sich der benötigte Strom auf 10 mA. Der gewählte MOSFET und der Ausgangsstrom des eingebauten UCC-Reglers müssen also mit den Design-Zielen in Einklang stehen.

Fehler 2

Dimensionierung der Filter für die Strommessung mit dem Spulen-Gleichstromwiderstand. Die wichtigsten Bestandteile des auf dem Gleichstromwiderstand beruhenden Strommess-Konzepts sind RS, CS, RCS, RISET und CCS (Bild 1).

Die häufigsten Fehler, Bilder 1-4

Typisches Schaltbild eines Controller-Designs auf Basis des LM27403
etaillierte Darstellung der Strommessung mit dem Spulen-Gleichstromwiderstand
25-A-Anwendung als Beispiel mit RS=3,3 kΩ und CS=0,1 µF

Alle Bilder anzeigen (4)

Der Widerstand RISET legt den tatsächlichen Wert des Grenzstroms auf der Basis des Stroms am Pin CS– fest. Es ist zu beachten, dass die für RS und CS gewählten Werte entscheidend für eine exakte Strommessung sind. Die Anpassung der Zeitkonstante von L/RDCR (Bild 2) an RS∙CS stellt sicher, dass die an CS gemessene Spannung ein präzises Abbild der am Gleichstromwiderstand der Spule gemessenen Spannung (und damit des Spulenstroms) ist. Design-Ziel ist, dass die RC-Zeitkonstante von RS und CS dem Verhältnis zwischen L und RDCR entspricht:
RS∙CS= L/RDCR.

Wenn diese Gleichung zutrifft, dann ist die am Messkondensator CS abfallende Spannung ein Abbild der Spannung, die am Gleichstromwiderstand der Spule abfällt. Als Kapazitätswert für CS wird ein Wert größer als 0,1 µF empfohlen, damit das Messnetzwerk eine niedrige Impedanz behält und sich die Anfälligkeit für das Einkoppeln von Störgrößen aus dem Schaltknoten reduziert.

Leistungsspulen sollten einen möglichst niedrigen Gleichstromwiderstand aufweisen, um die Verluste gering zu halten. Typischerweise sollte der Gleichstromwiderstand zwischen 0,4 mΩ und 4 mΩ liegen. Bei einem Laststrom von 25 A kann sich die zwischen den Pins CS+ und CS– abfallende Spannung im Bereich von 10 mV bis 100 mV bewegen. Dieses geringe differenzielle Signal ist allerdings einem großen Gleichtaktsi¬gnal (nämlich der DC-Ausgangsspannung) überlagert, sodass die Verarbeitung des Strommesssignals eine gewisse Herausforderung darstellt.

Zur Unterdrückung der hochfrequenten Gleichtaktstörungen kann ein Serienwiderstand (RCS) in den CS+-Signalweg eingefügt werden, der den gleichen Widerstandswert hat wie RISET (Bild 2). Ein kleiner Filterkondensator CCS an CS+ und CS- dämpft außerdem etwaige Störungen, die das Strommesssignal verfälschen könnten.

Als Beispiel sei eine 25-A-Anwendung mit einer 1-µH-Induktivität und einem 3-mΩ-Gleichstromwiderstand genannt. Mit den richtigen Werten für das Tiefpassfilter aus RS und CS parallel zur Spule sollte ein Scheitelstrom von 2 A in der Spule eine Spannung von 6 mV an CS erzeugen (Bild 3).

Bild 4 illustriert, wie sich Unstimmigkeiten der Zeitkonstanten auswirken – im Unterschied zu Bild 3, wo die Zeitkonstanten aufeinander abgestimmt waren. Das Simulationsergebnis zeigt einen großen Fehler in der gemessenen Spannung.

Fehler 3

Übermäßiges Schwingen am Schaltknoten Schwingen am Schaltknoten ist aus zwei Gründen unerwünscht:

  • Der Spannungsverlauf des Schwingens kann zur Überschreitung der Durchbruchspannung des Leistungs-MOSFET führen.
  • Das Schwingen erzeugt leitungsgeführte oder abgestrahlte elektromagnetische Störgrößen.

In einem Abwärtswandler-Design auf Basis eines Controllers erfolgt die Auswahl des MOSFET anhand des Eingangsspannungsbereichs. Um den größtmöglichen Wirkungsgrad zu erzielen, sollte die Nennspannung des MOSFET allerdings nicht zu hoch gewählt werden, denn MOSFETs mit höherer Nennspannung sind teurer und weisen höhere Kapazitäten auf.

Es gibt drei gängige Methoden zum Minimieren des Schwingens am Schaltknoten:

  • Sorgfältige Ausarbeitung des Leiterplatten-Layouts, um die parasitäre Schleifen-Induktivität in der Schaltung zu minimieren.
  • Verwendung eines Gate- bzw. Bootstrap-Widerstands, um das Einschalten des Regler-FET zu verzögern.
  • Verwendung einer RC-Snubberschaltung zum Abschwächen des Schwingens.

Der Bedeutung eines sorgfältig ausgearbeiteten Leiterplatten-Layouts kann gar nicht genug Wert beigemessen werden. Denn zu wenig Sorgfalt beim Leiterplatten-Layout ist die häufigste Ursache von Oszillationen. Wird das Schwingen am Schaltknoten durch schlechtes Leiterplatten-Layout verursacht, können die beiden anderen Methoden nicht viel ausrichten. In den meisten Designs dienen die zweite und dritte Methode dazu, Flexibilität bei der Eindämmung des Schwingens zu haben. Bild 5 zeigt ein Layout mit optimierter Platzierung der Bauelemente.

Optimale Gestaltung des Leiterplatten-Layouts und der Bauteilplatzierung
© Texas Instruments

Bild 5. Optimale Gestaltung des Leiterplatten-Layouts und der Bauteilplatzierung.

Während ein Bootstrap-Widerstand zu einer weniger steilen steigende Flanke des Regler-FET führt, macht ein Gate-Widerstand sowohl die steigende als auch die fallende Flanke weniger steil. Eine sinnvolle Maßnahme ist es, an beiden Stellen einen 4,7-Ω- Widerstand einzusetzen, anhand der Verbesserung des Schwingens und des Wirkungsgrads die besten Ergebnisse zu ermitteln. Die Verwendung von Widerständen mit mehr als 10 Ω wird nicht empfohlen.

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1. Die häufigsten Fehler in Controller-Designs
2. RC-Snubberschaltungen optimieren

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